4 Feldeffekttransistoren

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1 4 Feldeffekttransistoren Die Funktion von Feldeffekttransistoren (FET) beruht auf der Steuerung der Leitfähigkeit o- der des Querschnitts eines elektrischen Kanals an der Halbleiteroberfläche. Beide Steuerungen erfordern ein elektrisches Feld, das senkrecht zur Oberfläche wirkt und von einer Steuerelektrode (Gate) erzeugt wird. Der gesteuerte Kanal bestimmt den Strom, der durch den FET (zwischen den beiden Anschlüssen Source und Drain) fließt. Der Kanal eines FET kann als ein spannungsgesteuernichtlinearer Widerstand R Kanal aufgefasst werden. ter Die Steuerelektrode ist gegenüber dem Kanal isoliert. Dafür sind zwei Varianten verbreitet: dielektrische Isolation: MOSFET, MISFET, IGFET Isolation durch gesperrten pn-übergang bzw. Schottky-Übergang: Sperrschicht-FET, JFET, MESFET. Je nach der Art der Steuerung variieren auch die Schaltsymbole der Feldeffekttransistoren sowie ihr spezifischer Name. Der Kanal weist einen durchgängigen Leitfähigkeitstyp auf, ohne pn-übergang. Der Ladungsträgertransport wird deshalb von Majoritätsträgern dominiert und der FET verhält sich bzgl. Source- und Drain-Anschluss symmetrisch. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 1/20

2 4.1 MOSFET Wirkprinzip Der MOSFET (metall oxide semiconductor FET) besitzt eine metallische Steuerelektrode (Gate), die den gesamten Kanalbereich zwischen den Kanalanschlüssen Quelle (Source) und Senke (Drain) überdeckt. Sie ist gegen den Kanal durch ein Dielektrikum (meist SiO 2 ) isoliert. Der MOSFET kann über einen selbstleitenden Kanal verfügen, der erst durch eine Gate- Source-Spannung seine Leitfähigkeit verliert (Verarmungstyp) oder einen selbstsperrenden Kanal besitzen, der erst bei vorhandener Gate-Source-Spannung leitfähig wird (Anreicherungstyp). Beim Verarmungs-MOSFET besteht zwischen den beiden Anschlüssen Source und Drain ein leitfähiger Kanal bereits technologisch bedingt. Dies ermöglicht einen Stromfluss durch diesen Kanal auch ohne Steuerspannung U GS. Beim Anreicherungs-MOSFET muss der leitfähige Kanal erst durch eine Steuerspannung U GS erzeugt werden. Diese sorgt für eine Ansammlung von Elektronen an der Kanaloberfläche als Folge des entstehenden elektrischen Feldes zwischen Gate und Halbleiteroberfläche (Feldeffekt) und dadurch für eine elektrisch n-leitende Verbindung zwischen Source und Drain. Source und Drain können auch p-leitend auf n-leitendem Substrat ausgeführt sein. Dann liegen p-kanal-mosfet vor. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 2/20

3 Zwischen dem Substratanschluss (Bulk) sowie Kanal, Source und Drain liegt stets ein gesperrter pn-übergang (U SB 0), der das Bauelement gegen das umgebende Halbleitergebiet isoliert. Häufig sind Source und Bulk innerhalb des Gehäuses durch einen Kurzschluss verbunden. Dann liegt ein FET mit drei Anschlüssen vor. Der wirksame Feldeffekttransistor befindet sich nur in einer sehr dünnen Oberflächenzone des Halbleiters. Seine Eigenschaften werden hauptsächlich von der Länge und der Breite das Kanals, sowie der Dicke des Gate-Isolators bestimmt. Steuerkennlinien von MOSFETs (bei konstantem U DS ) a) N-Kanal-Anreicherungstyp b) N-Kanal-Verarmungstyp b) P-Kanal-Anreicherungstyp d) P-Kanal-Verarmungstyp Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 3/20

4 Der leitfähige Kanal eines n-kanal-anreicherungstyps entsteht erst durch eine positive Steuerspannung U GS U te. U te ist die Schwellspannung des Enhancement-MOSFET. Die Steuerung des n-kanal-verarmungstyps erfolgt durch eine Verringerung der Kanalleitfähigkeit mittels einer negativen Steuerspannung U GS. Bei Erreichen eines charakteristischen Wertes U GS U td geht die Kanalleitfähigkeit und damit der Strom gegen Null. U td wird als Schwellspannung des Depletion-MOSFET bezeichnet. Bei den p-kanal-typen kehrt sich die Polarität aller Spannungen, auch der Schwellspannung, und des Stromes um Strom-Spannungs-Kennlinien Eine analytische Berechnung der Strom-Spannungs-Kennlinie eines MOSFET erfordert die Berechnung der Leitfähigkeit im Kanal, Basis dafür ist die Ladungsträgerverteilung im Kanal und deren Beeinflussung durch das elektrische Feld zwischen Gate und Kanal ( => Koß; Reinhold; Hoppe: Lehr- und Übungsbuch Elektronik. Fachbuchverlag Leipzig). Als Ergebnis ergibt sich: 0 für UGS Ut 2 I = β( U U ) ( 1+ λu ) für 0 U U U 2 β ( 2( U U ) U U ) für 0 U U U D GS t DS GS t DS GS t DS DS GS t DS Sperrbereich Pentodenbereich Triodenbereich mit µε n β = 2d ox ox b L Der Kennlinienverlauf ist durch drei Kennwerte des FET charakterisiert: U t - Schwellspannung β - Steilheitsparameter λ - Pinch-off-Konstante Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 4/20

5 Übertragungskennline Ausgangskennlinie Sperrbereich. Für Steuerspannungen U GS U t ist kein Kanal ausgebildet. Der MOSFET befindet sich im Sperrbereich. Der Drainstrom ist Null. Pentodenbereich. Für Steuerspannungen U GSE = U GS - U t U DS ist der Kanal ausgebildet. Auf Grund der negative Gate-Drain-Spannung (U GD = U GS U DS ) ist er jedoch am drainseitigen Ende abgeschnürt (Kanalabschnürung Pinch off). Der Kanalstrom ist in diesem Betriebszustand kaum noch durch die Drain-Source-Spannung steuerbar. Die Ausgangskennlinien zeigen nach dem Pinch-off-Punkt für U DS > U GSE einen nahezu konstanten Drainstromverlauf. Von der Gate-Source-Spannung U GS hängt der Drainstrom quadratisch ab. Triodenbereich. Für Steuerspannungen U GSE = U GS - U t U DS ist der Kanal vollständig ausgebildet. Die Drain-Source-Spannung nimmt quadratisch Einfluß auf den Drainstrom. Die Wirkung der Gate-Sorce-Spannung U GS auf den Drainstrom ist linear. Da die Pinch-off-Konstante sehr klein ist, genügt es häufig für den Pentodenbereich die vereinfachte Gleichung I β ( U U ) 2 = zu benutzen. D GS t Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 5/20

6 Nutzbarer Betriebsbereich. Die Belastbarkeit eines MOSFET ist durch zwei mögliche Spannungsdurchbruchsmechanismen U BR, einen maximalen Drainstrom I Dmax sowie die Verlustleistungshyperbel P Vmax begrenzt. Gatedurchbruch. Übersteigt die Feldstärke E ox im Gateisolator infolge einer zu hohen Gate-Source- Spannung U GS einen kritischen Wert (E krit = V/cm bei SiO 2 ), erfolgt ein elektrischer Durchschlag der Isolatorschicht, wodurch das Bauelement zerstört wird. Dieser Durchbruch kann bereits durch elektrostatische Aufladung verursacht werden. Draindurchbruch. Mit wachsender Spannung U DS entsteht in der Pinch-off-Zone des Kanals eine ausreichend hohe Längsfeldstärke, um Lawinenvervielfachung von Ladungsträgern zu erzeugen. Die Folge ist ein starker Stromanstieg. Die Durchbruchspannung U BR sinkt mit steigendem U GS. Gleichzeitig wird der Übergang flacher. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 6/20

7 Fließt im FET ein zu großer Drain-Strom I D > I Dmax, treten zusätzliche Spannungsabfälle auf den Zuleitungen auf, die negativen Einfluss auf die Kennlinienverläufe ausüben. Ein Überschreiten der maximal zulässigen Verlustleistung P Vmax kann zu starker Erwärmung und in der Folge zur Zerstörung des Bauelementes führen Kleinsignalverhalten Die Beschreibung des Kleinsignalverhaltens erfolgt durch Vierpolparameter, die einen Ersatz der nichtlinearen Kennlinien durch Geraden (lineare Näherung) beinhalten. Typisch ist die Verwendung der Leitwertparameter und des π-ersatzschaltbildes. Das π-ersatzschaltbild beschreibt in seiner allgemeinen Form sowohl den Niederfrequenzals auch den Hochfrequenzbereich. Das NF-Verhalten wird durch das Vorwärtsübertragungsverhalten in Form der Stromquelle g m U GS und den stationären Ausgangsleitwert g d repräsentiert. In den meisten Fällen kann das NF-Verhalten des Feldeffekttranssistors als rückwirkungsfrei betrachtet werden. Da kein stationärer Eingangsstrom fließt, ist der stationäre Eingangsleitwert null. Das HF-Verhalten resultiert aus der zusätzlichen Berücksichtigung der Kapazitäten zwischen allen Anschlüssen C GS, C GD, C DS. Für das Verstärkungsverhalten werden die Vierpolparameter nur im Pentodenbereich benötigt. Das Ersatzschaltbild beschreibt sowohl den Niederfrequenz- als auch den Hochfrequenzbereich. Niederfrequenzverhalten. Zur Beschreibung des NF-Verhaltens werden die Vierpolparameter aus der Differentiation der Kennliniengleichung im Arbeitspunkt gewonnen. Die Vierpolgleichungen lauten: Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 7/20

8 I G = 0 I = y U + y U D 21 GS 22 DS mit den Vierpolparametern Steilheit di y = = g = 2β U U U DS0 2ID0 y21 = U U ( ) D 21 m GS t dugs GS t Ausgangsleitwert di y = = g = βλ U U U GS0 y = λi ( ) D 22 d GS t du DS 22 D0 2 Im NF-Bereich sind kapazitive Effekte vernachlässigbar. Im Ersatzschaltbild entfallen alle Kapazitäten. Hochfrequenzverhalten. Bei hochfrequenten Signalen ist die kapazitive Wirkung des Gate- Isolators nicht mehr zu vernachlässigen. Diese tritt zwischen Gate und Kanal auf. Durch die elektrische Verbindung des Kanals zu Source und Drain wirkt die Isolatorkapazität Cox vom Gate sowohl zum Source als auch zum Drain. Bei voll ausgebildetem Kanal (Triodenbereich) teilt sich die Isolatorkapazität zu gleichen Teilen auf Source und Drain auf. Es gilt C = C = 05. C GS GD ox Bei abgeschnürtem Kanal (Pentodenbereich) ist folgende Aufteilung messbar. C GS = 2 C 3 ox C GD = 0 Das restliche Drittel wirkt als C GB gegen das Substrat (Bulk). Bei Kurzschluss zwischen Source und Bulk U SB = 0 liegt C GB parallel zu C GS. Weiterhin wirkt die Sperrschichtkapazität des Drain-Bulk-Übergangs zwischen Drain und Source C DS. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 8/20

9 Unter Berücksichtigung der Überlappungskapazitäten von Gate zu Source C GS0 bzw. Gate zu Drain C GD0 ergeben sich die effektiven Kapazitätswerte im Pentodenbereich zu CGSeff = CGS0 + COX, CGD = CGD0, CDS = Cpn,Drain. Die Werte können im Datenblatt eines diskreten FET gefunden werden. Im HF-Bereich gilt das komplette obige Ersatzschaltbild Schaltverhalten Wird der MOSFET als Schalter in der digitalen Schaltungstechnik eingesetzt, so sind die Verzögerungen in seinem Inneren vernachlässigbar klein. Die innerelektronischen Auf- und Abbauvorgänge der Kanalladung gehen wesentlich schneller vor sich, als die Umladung der externen Knotenkapazitäten (Lastkapazität). Begründet ist dies in der Tatsache, dass der Kanalladungsausgleich bei Potentialänderungen aus dem großen Majoritätsträgerreservoir von Source und Drain erfolgt. Zur Berechnung von Schaltvorgängen sind folglich nur die stationären Strom-Spannungs- Beziehung und die Gate- und Subtratkapazitäten zu berücksichtigen. Die Kapazitäten zwischen Gate, Source und Drain werden dabei für alle drei Betriebszustände benötigt. Sie ergeben sich entsprechend den Ausführungen im Abschnitt zu CGS0 + COX für Sperrbereich CGSeff = CGS0 + COX für Pentodenbereich 1 CGS0 + COX für Triodenbereich 2 CGD0 für Sperrbereich CGD = CGD0 für Pentodenbereich 1 CGD0 + COX für Triodenbereich 2 C DS = Cpn,Drain in allen Betriebszuständen. An den Grenzen zwischen den Betriebszuständen müssen die einzusetzenden Modelle für die Spannungsabhängigkeit der Kapazitäten kontinuierliche Übergänge aufweisen, wenn sie in Netzwerkanalyseprogrammen genutzt werden. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 9/20

10 4.1.5 Temperaturverhalten Der Stromfluß in einem MOSFET wird durch einen reinen Majoritätsträgerstrom getragen. Seine Temperaturabhängigkeit wird im Wesentlichen durch die Beweglichkeit µ(t) und die Schwellspannung U t (T) bestimmt. Über die Beweglichkeit µ(t) entsteht eine umgekehrt proportionale Temperaturabhängigkeit des Drainstromes I D (T) ~ 1/T. du t dt 1mV K, was zu einer di- Der Temperaturgradient der Schwellspannung liegt bei! rekten Proportionalität von Strom und Temperatur (I D (T) ~ T) führt. Eine geschickte Wahl der effektiven Steuerspannung U GSE ermöglicht eine Kompensation beider Einflüsse zu einem temperaturunabhängigen Arbeitspunkt. Aber auch bei einer Abweichung von diesem idealen Arbeitspunkt ist die Temperaturabhängigkeit eines MOS- FET viel kleiner als die eines Bipolartransistors, so dass oft auf temperaturkompensierende Schaltungserweiterungen verzichtet werden kann. T PSpice-Simulation des n-kanal-mosfet IRF150 temperaturunabhängiger Arbeitspunkt T Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 10/20

11 4.2 Sperrschicht-Feldeffekttransistoren Bei Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (SFET) erfolgt die Isolation der Steuerelektrode durch einen gesperrten pn-übergang (JFET - Junction FET) oder eine gesperrte Schottky- Diode (Metall-Halbleiter-Übergang - MESFET). In beiden Fällen steuert die spannungsabhängige Sperrschichtweite, den Querschnitt eines vorhandenen Kanals. a) b) Aufbau von Sperrschicht-FETs a) JFET b) MESFET Bei genügend großer Sperrspannung U SG über der Sperrschicht beginnt eine Abschnürung des Kanals am drainseitigen Ende. Erst wenn der Kanal auf seiner ganzen Länge abgeschnürt ist, wird der Drainstrom bei vorhandener Drain-Source-Spannung Null. Um den SFET zu sperren, muß die Steuerspannung U SG einen bauelementetypischen Schwellwert U t überschreiten. Vom Funktionstyp her wirken Sperrschicht-FETs wie Verarmungs- Transistoren. SFET werden hauptsächlich als Verstärkerbauelemente genutzt, so daß insbesondere der Pentodenbereich (Abschnürbereich - Pinch-off) von Bedeutung ist Strom-Spannungs-Kennlinie Eine Ableitung der Strom-Spannungs-Kennlinie erfolgt über die Analyse des steuerspannungsabhängigen Kanalquerschnitts. Mit einigen Näherungen ergibt sich für den Pentodenbereich unter Einhaltung der Abschnürbedingung U DS > U DSS = U t - U SG, eine quadratische Steuerkennlinie, die sich mit einigen Näherungen in Form einer MOSFET- Kennliniengleichung darstellen lässt. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 11/20

12 Die Gate-Source-Spannung U GS muss stets negativ sein, um die Sperrschicht unter dem Gate mit einer Sperrspannung zu versorgen. In der Praxis wird jedoch eine modifizierte Schreibweise dieser Gleichung bevorzugt: I = I U 1 1+ U 2 ( λ ) SG D DSS DS Ut Die benutzte Source-Gate-Spannung ist dann positiv. Durch einen Koeffizientenvergleich ergibt sich der Zusammenhang I DSS Ut UGS = β USG 1. U t Der Sättigungsstrom I DSS = I DS (U SG =0), die Schwellspannung U t und die Pinch-off-Konstante λ sind die charakteristischen stationären Bauelementeparameter des SFET. Das Kennlinienfeld ist qualitativ mit dem des MOSFET vergleichbar Kleinsignalverhalten eines SFET Da das Steuerprinzip des SFET Ähnlichkeiten zum MOSFET aufweist, ergibt sich auch ein vergleichbares Kleinsignalverhalten mit einem vergleichbaren Ersatzschaltbild. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 12/20

13 Kleinsignalersatzschaltbild eines SFET Die Steilheit g m folgt aus der stationären Kennliniengleichung zu: g g m m di 2I U du U U D DSS SG0 = = 1 1+ = U t GS U t t 2I D0 U DS0 SG0 ( λu ) DS0 Für den Ausgangsleitwert erhält man: g g d d di D = = λidss 1 duds U λi D0 SG0 U U SG0 t SFET als Verstärker Das Prinzip des Einsatzes eines SFET als Verstärker entspricht dem bei MOSFETs. Die Besonderheit besteht in der Einstellung eines geeigneten Arbeitspunktes. Der SFET benötigt eine negative Gate-Source-Spannung U GS0. Diese kann nicht auf einfachem Weg aus der Betriebsspannung erzeugt werden. Stark verbreitet ist deshalb die Source-Schaltung im folgenden Bild. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 13/20

14 Source-Schaltung eines SFET Der Source-Widerstand R S ermöglicht die Einstellung einer negativen Gate-Source- Spannung ohne eine zusätzliche Hilfsspannungsquelle mit negativem Spannungswert. Durch den Gate-Widerstand R G wird das Potential der Gate-Elektrode auf Masse gezogen. Durch den Gate-W iderstand R G dabei fließt kein stationärer Strom, da die Gate-Elektrode des SFET gegenüber Source und Drain isoliert ist, folglich gibt es auch keinen stationären Spannungsabfall über R G, der deshalb sehr hochohmig gewählt werden kann. Durch die Wahl von R S kann die Gate-Source-Spannung frei eingestellt werden. Der parallel zu R S geschaltete Kondensator C S hebt eine Gegenkopplungswirkung des R S für die Signalfrequenzen auf, da er bei geeigneter Dimensionierung einen Wechselspannungskurzschluss für die Signalfrequenzen bildet. apple Beispiel SFET-Verstärker in Source-Schaltung a) Für die obige Source-Schaltung mit einem SFET entsprechend Abschnitt sind die Widerstände R D und R S so zu bestimmen, dass sich ein Arbeitspunkt bei U SG0 = 1,0 V und U DS0 = 8 V einstellt. b) Es ist die NF- Wechselspannungsverstärkung V u der Schaltung zu berechnen. c) Wie groß ist die maximale Ausgangsspannungsamplitude? Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 14/20

15 Lösung: Arbeitspunktanalyse an der SFET-Source-Schaltung a) Aus der Transferkennlinie lässt sich bei U SG0 ein Drainstrom I D0 = 5,2 ma ablesen. Damit ergibt sich R U 6V SG0 S = = 192Ω und ID0 5, 2mA R U U B DS0 D = RS 962Ω ID0 b) Für die Signalfrequenzen muss der Kondensator C S als Wechselspannungskurzschluss wirken, wodurch R S seinen Einfluss auf die Wechselspannungsverstärkung verliert.. Kleinsignalersatzschaltbild der SFET-Source-Schaltung Die Ausgangswechselspannung U a ergibt sich zu a ( ) U = g U R r. m GS D DS Die Gate-Source-Spannung U GS entspricht der Eingangswechselspannung U e, wodurch man als NF-Wechselspannungsverstärkung U V = = g R r g R für R << r ( ) a U m D DS m D D DS U e erhält. In den meisten Fällen ist R D << r DS erfüllt. Die Steilheit des SFET im Arbeitspunkt kann grafisch aus der Transferkennlinie ermittelt werden. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 15/20

16 g m ΔI D = = = ΔU GS U GS0 10,5mA 2V 5, 25mS Es ergibt sich eine NF-Wechselspannungsverstärkung VU 5. Das negative Vorzeichen beschreibt die Phasenverschiebung von 180 zwischen Ausgang- und Eingangsspannung. Die Gleichung für die Spannungsverstärkung der Source-Schaltung aus obigem Beispiel ist in zwei Anteile zerlegbar. I D U a v = = g r R U I ( ( )) u m DS D e D. Im ersten Faktor, der Steilheit g m (in deutscher Literatur auch mit S bezeichnet), wird die Steuerwirkung des Kanals beschrieben. Der zweite Faktor repräsentiert die Umwandlung des Drain-Stroms I D in eine Ausgangsspannung U a, die hauptsächlich am Drain-Widerstand R D erfolgt. Das folgende Bild verdeutlicht diesen zweiten Teil der Signalübertragung in der Source- Schaltung für zwei unterschiedliche Betriebsfälle (U B1,R D1 rot bzw. U B2,R D2 grün) und verdeutlicht dadurch die Möglichkeit er Verstärkungsbeeinflussung. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 16/20

17 Die zeitliche Änderung der Ausgangsspannung des Verstärkers entspricht der zeitlichen Änderung der Drain-Source-Spannung. Allerding erfolgt die signalbedingte Verschiebung des Arbeitspunktes nicht auf der stationären Arbeitsgeraden (R S +R D ), sondern auf der Ersatzgeraden für das Kleinsignalverhalten. Der Widerstand R S ist für die Signalfrequenzen durch den Kondensator C S kurzgeschlossen, so dass der Kleinsignalarbeitswiderstand nur von R D gebildet wird. Die Kennlinie dieses Kleinsignalarbeitswiderstandes ist gestrichelt gezeichnet. Eine Vergrößerung der Verstärkung ist durch Erhöhung des Arbeitswiderstandes R D erzielbar. Im Bild wird deutlich, dass für eine gleichzeitige Beibehaltung des Arbeitspunktes die Vergrößerung der Betriebsspannung notwendig wird. 4.4 Feldeffekttransistoren als elektronische Schalter Typische Schalteranordungen von Feldeffekttransistoren sind im folgenden Bild gezeigt. Sie werden auch als Inverter bezeichnet, da dies ihrer logischen Funktion entspricht, wenn man sie als Spannungsschalter betrachtet. Der ER-Inverter entspricht dem typischen Bipolartransistor-Schalter. In den drei anderen Varianten ist der Widerstand durch einen Feldeffekttransistor ersetzt worden. Da dieser sich leichter integrieren lässt als ein Widerstand, kommen diese Varianten in integrierten Schaltungen zum Einsatz. Der übliche Anwendungsfall basiert auf einem n-kanal-anreicherungstyp als Schalter-FET (Enhancement) EE-Inverter: Der Last-FET ist ein Anreicherungstyp (Enhancement) ED-Inverter: Der Last-FET ist ein Verarmungstyp (Depletion) CMOS-Inverter: Der Last-FET ist ein p-kanal-anreicherungstyp (Komplementär zum n-kanal-fet - complementary) Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 17/20

18 Konstruktion der Arbeitspunkte von ER-, EE-, ED- und CMOS-Invertern Die Konstruktion der beiden Arbeitspunkte eines elektronischen Schalters erfolgt in drei Schritten: Zeichnen der Ausgangskennlinie des Schalttransistors (hier n-kanal-enhancement- MOSFET). Zeichnen der Kennlinie des aktiven Lastzweipols, bestehend aus Betriebsspannungsquelle und Lastelement (hier die 4 möglichen Varianten: Widerstand, n-kanal-enhancement- MOSFET, n-kanal-depletion-mosfet, p-kanal-enhancement-mosfet) in das gleiche Kennlinienfeld. Bestimmung der gültigen Schnittpunkte beider Kennlinien für den Fall der möglichen Eingangsspannungen ( meist U E1 =U B =12V und U E2 =0V). MOSFET-Inverter mit Widerstandslast (ER-Inverter): Der Lastzweipol besitzt eine lineare Kennlinie. Ein Widerstand ist jedoch auf Grund seiner Größe wenig integrationsfreundlich. Arbeitspunkte: AP1: U A =U B (Lage ist ideal), I D =0 (Lage ist ideal) AP2: U A =U Amin 0 (nicht ideal), I D = I D2 0 (nicht ideal) Aus der Lage des AP2 resultiert ein schlechter Low-Pegel am Ausgang des Schalters und eine hohe statische Verlustleistung. (=> Vergleich mit Bipolartransistor-Schalter) Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 18/20

19 MOSFET-Inverter mit n-kanal-depletion-fet als Lastelement (ED-Inverter): Der Lastzweipol besitzt eine nichtlineare Kennlinie. Ein FET ist jedoch auf Grund seiner geringen Größe viel integrationsfreundlicher als ein ohmscher Widerstand. Arbeitspunkte: AP1: U A =U B (ideal), I D =0 (ideal) AP2: U A =U Amin 0 (nicht ideal), I D = I D2 0 (nicht ideal) Aus der Lage des AP2 resultiert ein schlechter Low-Pegel am Ausgang des Schalters und eine hohe statische Verlustleistung. MOSFET-Inverter mit p-kanal-enhancement-fet als Lastelement (CMOS-Inverter): Arbeitspunkte: AP1: U A =U B (ideal), I D =0 (ideal) AP2: U A =0 (ideal), I D = 0 (0 ideal) Beide Arbeitspunkte besitzen eine ideale Lage. High-Pegel und Low-Pegel der Ausgangsspannung des Schalters sind ideal. In beiden Arbeitspunkten ist die statische Verlustleistung null. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 19/20

20 Übertragungskennlinie des CMOS-Inverters Da im angegebenen Beispiel die Kennwerte beider FET (β, U t ) des Schalters vom Betrag her identisch sind, liegt der Umschaltpunkt der Übertragungskennlinie genau bei der halben Betriebsspannung des Schalters. Die Übertragungskennlinie macht deutlich, dass die Ausgangsspannung U A1 bzw. U A2 bei störbedingten Abweichungen der Eingangsspannungen von den Idealwerten U E1 und U E2 keine spürbaren Veränderungen erfährt. Die Größe dieser Störungen kann fast die halbe Betriebsspannung betragen. Prof. Dr. Wolfgang Reinhold 20/20