Resonanter Sensor zur In-situ-Analyse von Verbrennungsgasen

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1 Technische Universität Clausthal Otto-von-Guericke-Universität Magdeburg Hochschule Harz Resonanter Sensor zur In-situ-Analyse von Verbrennungsgasen Schlussbericht für den Zeitraum zu dem aus Haushaltsmitteln des BMWi über die AiF geförderten IGF-Forschungsvorhaben Bewilligungszeitraum: IGF-Vorhaben-Nr.: 15434BG Projektleiter: Prof. Dr. Holger Fritze (TUC) Prof. Dr. Peter Hauptmann (UMD) Prof. Dr. Klaus-Dietrich Kramer (HSH)!

2 Inhalt Zusammenfassung Vorbemerkungen AE 1: Resonatorbearbeitung und Schichtherstellung mittels Laserablation AE 2: Entwicklung und Aufbau einer angepassten Eingangsstufe mit Multiplexbetrieb AE 2.1: Realisierung des angepassten Impedanzinterfaces mit Multiplex-Eingangsstufe AE 2.2: Der realisierte Sensorkopf mit der Multiplex-Eingangsstufe AE3: Test der Sensorelemente mit Hilfe eines kommerziellen Netzwerkanalysators AE 4: Entwicklung und Aufbau eines angepassten kompakten Sensorinterfaces AE 4.1: Schaltungstechnische Konzeption AE 4.2: Entwicklung digitaler Signalverarbeitungsalgorithmen und Implementierung AE 4.3: Schnittstellkonzeption und -implementierung AE 4.4: Zusammenfassung der Teilkomponenten und Test AE 5: Resonatorbereitstellung und Schichtherstellung mittels Siebdruck AE6: Versuchsdurchführung zur Gasanalyse und Datenkonditionierung AE 7: Auswahl der Hard- und Softwarekomponenten AE 7.1: Zielhardwareauswahl AE 7.2: Benchmarkuntersuchungen AE 8: Entwurf von Auswertealgorithmen für die Sensorapplikation AE 8.1: Untersuchung von Strategien zur Merkmalsbildung AE 8.2: Untersuchung von Strategien zur modellbasierten Ermittlung der Gaskonzentration AE 8.3 Untersuchung zur Parametervariation AE 8.4 Erstellen eines optimierten Gesamtalgorithmus AE9 Implementierung der Datenkonditionierungs- und Auswertealgorithmen auf Zielprozessorarchitekturen AE 9.1: Algorithmenadaption und -implementierung AE 9.2: Test der implementierten Algorithmen AE 10 Applikative Untersuchungen zur Prozessregelung und Variantenvergleich auf Basis von Zielprozessorsimulationen AE 11 Zusammenführung und Test aller Komponenten AE 12 Verifikation und Nachoptimierung AE 13 Öffentlichkeitsarbeit, Vermarktungsstrategien Literatur Durchführende Forschungsstellen Leiter der Forschungsstellen

3 Zusammenfassung Zur Minimierung der Schadstoffemission von Verbrennungsanlagen, im Besonderen für dezentrale regenerative Energiequellen, werden kostengünstige Gassensoren für den Hochtemperaturbereich benötigt. Hierfür wurde ein kompaktes und speziell an die Sensoraufgabe angepasstes Messsystem bestehend aus resonanten Sensoren, Messhardware und Analysesoftware entwickelt. Kern der Hardwareentwicklung bildete ein Impedanzinterface mit den Funktionen kommerzieller Impedanzspektrumanalysatoren, welches sich für den Einsatz in prozessnahen Sensorsystemen als geeignet erwies. Ansatzpunkt für das Erreichen eines kompakten und aufwandsminimierten Schaltungsdesigns für das Impedanzinterface war die Überführung analoger Schaltungen zur Signalverarbeitung in digitale Schaltungsstrukturen. Das Herzstück des entwickelten Schaltungskonzeptes bildete ein leistungsstarker programmierbarer Logik-Schaltkreis (FPGA), der in autarker Abarbeitung die gesamte Messablaufsteuerung (Signalgenerierung und Signalerfassung) und die digitale Signalverarbeitung übernahm. Für die spezifische Sensordatenauswertung und Prozessregelung bzw. für die Kommunikation mit einem Prozessleitsystem wurde das leistungsstarke Embedded-Prozessor-Modul (MPM) ICnova AP7000 Base ausgewählt und in das Schaltungskonzept integriert. Ergänzt wurde dieses System durch eine autonome mikrokontrollergestützte PID Heizungsregelung für den Sensorbereich. Mit dem Sensorarray und dem Multiplexer im Sensorkopf entstand so ein System, welches stark gedämpfte resonante Sensoren vermessen und die ermittelten Merkmale in Gaskonzentrationen umrechnen kann. Wesentlich für die erfolgreiche Analyse einer Gaskonzentration mit diesem Sensorkonzept war die Merkmalsbildung. Hierzu wurden Algorithmen implementiert, welche die aufgenommenen Rohdaten aufbereiten und vorauswerten konnten. Neben der Kalibrierung mussten die Temperatureinflüsse kompensiert werden. Das angewendete Verfahren nutzte die unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten der Grundschwingung und des 3. Obertons der piezoelektrischen Resonatoren [1]. Ein analytisches Vorgehen, durch Fitten der Realteile der Admittanz und Impedanz unter Verwendung der Lorentzfunktion, lieferte die Merkmale für eine nachfolgende Klassifikation. Als wesentliches Merkmal wurde dabei die Serienresonanzfrequenz verwendet, wobei auch die Güte und Antiresonanzfrequenz mit in die Auswertung einbezogen wurden. Ergänzend zu dem Auswertealgorithmus wurde eine zusätzliche Softwarekomponente zur Steuerung der Sensorsoftware, sowie die Darstellung der Ergebnisse entwickelt. Als Resonatormaterial kommt bei dem entwickeltem Sensor Langasit (La 3 Ga 5 SiO 14 ) zum Einsatz, welcher bis nahe an seinen Schmelzpunkt von 1470 C zu Scherschwingungen angeregt werden kann. Durch die Verwendung unterschiedlicher Elektrodenlayouts lässt sich eine Unterscheidung elektrischer (Leitfähigkeitsmodus) und mechanischer (Mikrowaagemodus) Veränderungen der Sensorschichten durch Einfluss des Umgebungsgases realisieren [4]. Die Langasitresonatoren werden mit Metalloxidfilmen wie CeO 2, TiO 2 und SnO 2 als gassensitive Schicht versehen. Die Sensorschichten werden mit Hilfe von Laserpulsabscheidung und Siebdrucktechnik auf die Resonatoren aufgebracht. Die Resonatoren werden in hochtemperaturstabile Aluminiumoxidhalterungen integriert, welche mit Unterstützung des Projektpartners PSFU GmbH mittels Ultraschallfräsens gefertigt werden. Im vorderen Bereich der Halterungen befindet sich eine meanderförmige Heizstruktur, über welche die Resonatoren bei einer nahezu konstanten Temperatur betrieben werden können. Durch Einstellen einer Temperatur oberhalb der des zu messenden Prozesses können so auch Ablagerungen, beispielsweise von Ruß, deutlich vermindert werden. Die Sensoren wurden an einem Hochtemperaturmessplatz bei 600 C in verschiedenen H 2 /CO- Gemischen untersucht. Die Sensorschichten ermöglichten eine Trennung der verschiedenen Gasmischungen. Dabei war CeO 2 auf Grund seiner hohen Stabilität vor allem für den Einsatz bei sehr niedrigen Sauerstoffpartialdrücken unterhalb von bar geeignet, während SnO 2 bei höheren Sauerstoffpartialdrücken oberhalb von bar als verwendbar erwiesen. 3

4 Das aufgebaute Gesamtsystem bestehend aus resonante Sensoren und Auswerteelektronik und - software wurde im Labor ausgiebig getestet. Diese Tests wurden auch auf reale Anlagen (Verbrennungsgas- und Biogasanlage) erfolgreich ausgeweitet. Das IGF-Vorhaben Nr BG der Forschungsvereinigung Forschungsgesellschaft für Messtechnik, Sensorik und Medizintechnik e.v. Dresden, Theodor-Heuss-Allee 25, Frankfurt am Main wurde über die AiF im Rahmen des Programms zur Förderung der industriellen Gemeinschaftsforschung und entwicklung (IGF) vom Bundesministerium für Wirtschaft und Technologie aufgrund eines Beschlusses des Deutschen Bundestages gefördert. Das Ziel des Vorhabens wurde erreicht. 4

5 Vorbemerkungen Der Sachbericht zu dem Projekt Resonanter Sensor zur In-situ-Analyse von Verbrennungsgasen ist auf Basis der Arbeitsetappen des Projektantrags erstellt worden. Es werden dabei die konkreten Arbeitsleistungen direkt zu den Zielen der Arbeitsetappen in Beziehung gesetzt. Die Zuordnung zu den einzelnen Forschungsstellen ergibt sich aus der Personalplanung des Antrags, wobei die Hardwareentwicklung des Netzwerkanalysators und der Eingangsstufe (AE2 und AE4) komplett bei der Universität Magdeburg liegt. Überschneidungen zwischen der TU Clausthal (Forschungsstelle 1) und der Universität Magdeburg (Forschungsstelle 2) ergeben sich bei der Zusammenführung aller Komponenten zum Ende des Projekts. Zwischen der TU Clausthal und der HS Harz (Forschungsstelle 3) ergeben sich eine direkte Zusammenarbeit ab der Arbeitsetappe 6. Die Arbeiten von der TU Clausthal umfassen Aufgaben, welche die Herstellung des Sensors und im Speziellen der Sensorschichten betreffen. Hierzu gehören somit Messungen im Labor und an Testanlagen zur Charakterisierung der Sensoren. Insbesondere sei hier auch die Hardware zum Aufheizen und Regeln der Temperatur des Sensorkopfs genannt. Weitere Aufgaben der TU Clausthal umfassen Teile der Softwareentwicklung und das Zusammenführen aller Komponenten zu einem Kompaktsensor. Der Projektanteil der Hochschule Harz erstreckt sich auf die Datenanalyseprozesse, mit deren Hilfe aus den gewonnenen physikalischen Messwerten Informationen über das Vorliegen bestimmter Gaszusammensetzungen im Umfeld der Messköpfe (Resonatoren) zu generieren/zu klassifizieren sind. Dazu sind zunächst Datenvorverarbeitungsprozesse nötig, die eine anschließende effiziente Weiterverarbeitung möglich machen sollen. Zum Einsatz kamen diverse Algorithmen, die einer Hervorhebung von bestimmten Signalparametern dienen. Die Aufgaben der TU Clausthal beinhalten weiterhin die Koordinierung des Gesamtprojekts und die Organisation der Zusammenarbeit der einzelnen Forschungsstellen. Die Arbeiten waren notwendig und angemessen. 5

6 AE 1: Resonatorbearbeitung und Schichtherstellung mittels Laserablation Die als Sensorelemente verwendeten Langasitresonatoren wurden mit Unterstützung der PSFU GmbH aus Langasiteinkristallen hergestellt. Dabei wurden mit einem Kernbohrer Langasitzylinder mit einem Durchmesser von 10 mm ausgebohrt. Diese Zylinder wurden dann in dünne Scheiben geschnitten und auf Ihre Enddicke von 270 µm poliert. Für die Herstellung hochtemperaturstabiler Elektroden und Sensorschichten war im ersten Teil der Projektphase die Laserpulsabscheidung (PLD - pulsed laser deposition) vorgesehen, da mit dieser Methode ohne aufwendige Parameterstudien metallische und keramische Sensorschichten hergestellt werden können. Dadurch war eine kurzfristige Bereitstellung der ersten Resonatoren für Gasuntersuchungen möglich. Abbildung 1: Herstellungsschritte vom Langasiteinkristall zum piezoelektrischen Sensorelement (Legende (von links): Kernbohrung, Langasitscheibe, polierte Resonatoren, Resonatoren mit Elektroden und Sensorschicht) Neben hochtemperaturstabilen Ti/Pt-Elektroden konnten TiO 2 -, CeO 2 - und SnO 2 Sensorschichten mit Hilfe der Laserablation realisiert werden. Die Schichten weisen eine sehr gute Haftung, sowohl auf Langasit als auch auf den metallisierten Bereichen, auf. Des Weiteren wurden Platinelektroden mittels Siebdrucktechnologie realisiert, wodurch eine zusätzliche Erhöhung der Temperaturstabilität erreicht wurde. Siebdruckelektroden lassen sich auf Grund ihrer höheren Dicke kurzzeitig bis mindestens 1400 C verwenden. Die einzelnen Zwischenstufen bei der Herstellung der beschichteten Resonatoren, ausgehend vom Einkristall, ist in Abbildung 1 dargestellt. Abbildung 2: Änderung der Leitfähigkeit von TiO 2 (links) und Widerstand einer SnO 2 -Schicht (rechts) als Funktion des Sauerstoffpartialdrucks bei 600 C Die hergestellten Sensorschichten wurden hinsichtlich ihrer grundlegenden Eigenschaften untersucht. Für das Verständnis der Vorgänge in der Sensorschicht und die Planung des Elektrodenlayouts und 6

7 des Einsatzbereiches ist hierbei beispielsweise die Abhängigkeit der elektrischen Leitfähigkeit vom Sauerstoffpartialdruck interessant (siehe Abbildung 2). Während sich beispielsweise CeO 2 und TiO 2 auch bei sehr niedrigen Sauerstoffpartialdrücken bis zu bar einsetzen lassen, zeigte sich bei SnO 2 bei einem Sauerstoffpartialdruck von etwa bar eine sprunghafte Veränderung der Leitfähigkeit, welche sich wahrscheinlich auf eine Phasenumwandlung zurückführen lässt [1]. SnO 2 sollte daher nur unterhalb oder oberhalb dieses Sauerstoffpartialdruckes eingesetzt werden. Für die Arbeiten an AE1 wurden vier Mannmonate an wissenschaftlichem Personal aufgewendet (siehe Belegliste Forschungsstelle 1 von 3). AE 2: Entwicklung und Aufbau einer angepassten Eingangsstufe mit Multiplexbetrieb Um eine zeiteffiziente Bearbeitung der Arbeitspunkte AE 2 und AE 4 durch die Forschungsstelle Universität Magdeburg zu erreichen, wurde aufgrund der Komplexität der Entwicklung eines angepassten Impedanzinterfaces mit Multiplex-Eingangsstufe eine personenbezogene Aufteilung der Arbeitsschwerpunkte vorgenommen. Im Umfang der Konzeption, dem Aufbau und der Testung verschiedener Schaltungsstrukturen für die Entwicklung einer geeigneten Eingangsstufe mit Multiplexbetrieb wurden 3 Mannmonate an wissenschaftlichem Personal und 1 Mannmonat an hilfswissenschaftlichem Personal (PK Doerner und Hiwi Ehrecke, siehe Belegliste Forschungsstelle 2 von 3) verausgabt. Die entwickelte und aufgebaute Eingangsstufe in Abb. 1 wird in den folgenden Unterpunkten AE 2.1 und AE 2.2 kurz vorgestellt. Abbildung 3: Schaltungsdesign der Eingangsstufe mit Multiplexbetrieb V A V S V C C V E E V C C V E E V B A 0... A 7... A 0... A 7 AE 2.1: Realisierung des angepassten Impedanzinterfaces mit Multiplex-Eingangsstufe Aufgrund der hohen Anforderungen der Zielapplikationen an die Messsignale sollte eine kapazitätsarme Eingangsstufe zur Anregung des resonanten Gassensors und zur Realisierung der Referenz und des Sensorkanals entworfen und aufgebaut werden. Zur Verringerung der kapazitiven Messbelastung an die jeweiligen Resonatoren wurde daher eine Eingangsstufe auf Basis der dargestellten Messschaltung (Abbildung 3) entwickelt. In dieser Schaltungskonfiguration werden die Resonatoren in Transmission (ohne Massekontaktierung) vermessen, womit der Einfluss unvermeidlicher Streukapazitäten bedeutsam reduziert werden konnte. Das entwickelte Schaltungsdesign besteht aus einer geringen Anzahl von Bauelementen, sodass eine sehr kompakte Bauform erreicht wurde, die einen Einsatz der Eingangsstufe direkt im Sensorkopf (Bereich für die Elektronik, Abbildung 4) an der Außenwand der Hochtemperaturzelle ermöglicht. Für die Realisierung eines geeigneten Multiplexbetriebes wurden verschiedene elektronische Topologien von Analogschalter- und Analogmultiplexer-Schaltkreisen kommerzieller Hersteller in das Schaltungsdesign für die Messschaltung integriert, aufgebaut und in Kombination mit einem Array aus 7

8 Quarzresonatoren ausgetestet. Die Auswertungen der gemessenen Impedanzspektren ergab aufgrund des hohen Frequenzbereiches (1 MHz bis 20 MHz) und der hochohmigen Belastung der Analogschalterausgänge im Messbereich der Parallelresonanz der Resonatoren die Anforderung, dass ein Einsatz von den aus Hochfrequenzanwendungen bekannten T-Struktur-Serienschalter zwingend notwendig ist. Dabei ist betriebsbedingt ein erhöhter Einschaltwiderstand im Vergleich zu anderen Schaltertopologien in Reihe zur vermessenen Resonatorimpedanz unvermeidlich in Kauf zu nehmen. Aufgrund eines Überkoppelns des hochfrequenten Signals bei Resonatoren mit einem gemeinsamen Anschluss, war dieses Konzept der Eingangsstufe nicht länger haltbar. Das Überkoppeln äußert sich in Form von Peaks im Impedanzspektrum bei der entsprechenden Resonanzfrequenz. Es kommt zustande, wenn die Resonatoren nahe beieinander liegende Resonanzfrequenzen aufweisen. Um dieses zu vermeiden, wurden die Resonatoren beidseitig durch Multiplexerschaltungen (Abbildung 3) abgetrennt, wodurch der Effekt der Signalüberkopplung komplett vermieden werden konnte. Für den Aufbau der Eingangsstufe mit Multiplexerbetrieb wurden daher vier 4-fach HF-Videoschalter der Firma Maxim (MAX4545) verwendet. In dem dargestellten Schaltungsdesign für die entwickelte Eingangsstufe mit Multiplexbetrieb in Abbildung 3 können so bis zu acht Resonatoren quasi-simultan vermessen werden. AE 2.2: Der realisierte Sensorkopf mit der Multiplex-Eingangsstufe In Absprache mit der TU Clausthal wurden die Dimensionen des Gehäuses für die Platinen zur Heizungsregelung und für den Multiplexbetrieb festgelegt. Demnach befinden sich im Sensorkopfgehäuse zwei Platinen, die übereinander angeordnet sind. Die untere ist die Platine für die Heizungsregelung, entwickelt von der TU Clausthal, die obere ist die Multiplex-Eingangsstufe zum Ansteuern eines beliebigen Resonators aus dem Resonatorarray. Abbildung 4: Sensorkopf mit Elektronikgehäuse Beide Platinen sind elektrisch nicht miteinander verbunden. Ihr vertikaler Abstand beträgt 10 mm und die Größe ist auf 50x70 mm 2 mit seitlichem Rand von 5 mm festgelegt, sodass sie in das Gehäuse einschiebbar sind. Die Abmaße des Elektronikgehäuses sind 50x50x110 mm 3 (Breite, Höhe, Tiefe) (Abbildung 2). Gehalten werden die Platinen von seitlichen Führungen. Obere und untere Platte des Gehäuses sowie die Frontplatte sind abnehmbar. Optional ist Platz für einen Lüfter vorgesehen, um übermäßige Wärme innerhalb des Gehäuses abzuführen. Mittels seitlich angebrachtem Stecker, der siebzehn Kontakte für I/O-Leitungen und vier Koaxialanschlüsse für hochfrequente Signale bereitstellt, erfolgt die Kontaktierung zwischen Impedanzanalysatorelektronik und der Sensorkopfelektronik. Die Anschlüsse zu den Resonatoren bzw. Heizwiderständen sind auf den Platinen zur Rohrwand ausgerichtet. Gegenüberliegend befinden sich die Anschlüsse zum Stecker zur Analysatorelektronik, um 8

9 so eine einfache Kontaktierung der Verbindungsleitungen vornehmen zu können. Auf der Multiplexplatine sind acht Ausgänge für die Ankopplung von maximal acht Resonatoren untergebracht. AE3: Test der Sensorelemente mit Hilfe eines kommerziellen Netzwerkanalysators Die hergestellten Resonatoren wurden an einem Laborgasmessplatz bei hohen Temperaturen in verschiedenen Gasatmosphären hinsichtlich ihrer Sensoreigenschaften untersucht. Da die kompakte Messelektronik in dieser Projektphase noch nicht zur Verfügung stand, wurden die Messungen mit einem kommerziellen Netzwerkanalysator durchgeführt. Da bei Referenzmessungen die Gaszusammensetzung in der Nähe der Sensorelemente bekannt sein musste, wurde aus Projektmitteln ein Restgasanalysator (Inventarnummer 20528) bezogen. Dieser wurde in die Laborumgebung integriert und dient zur Bestimmung der Gaszusammensetzung im Bereich des Sensors. Abbildung 5: Elektrodenlayouts zur Detektion der Änderungen mechanischer (Layout A) und elektrischer (Layout B) Eigenschaften der Sensorschicht. Die Resonatoren wurden in zwei unterschiedlichen Sensormodi betrieben, um sowohl mechanische, als auch elektrische Veränderungen der Sensorschicht zu erfassen. Bei beiden Layouts weisen die Elektroden auf Vorder- und Rückseite des Resonators einen unterschiedlichen Durchmesser auf. Im Fall von Layout A (Mikrowaagemodus) befindet sich die sensitive Schicht auf der Seite mit der größeren Elektrode. Es wirken sich somit nur Änderungen der mechanischen Eigenschaften, d.h. insbesondere der Masse, der Sensorschicht auf den Resonator aus. Bei Layout B (Leitfähigkeitsmodus) hingegen befindet sich die sensitive Schicht auf der Seite mit der kleineren Elektrode und hat einen größeren Durchmesser als diese. Diese Konfiguration führt je nach Leitfähigkeit der Sensorschicht zu verschiedenen großen effektiven Elektrodenflächen. Bei TiO 2 -beschichteten Resonatoren zeigt sich erst bei Sauerstoffpartialdrücken unterhalb von bar eine deutliche Abhängigkeit des Sensorsignals vom Sauerstoffpartialdruck. Im Gegensatz dazu sind SnO 2 -beschichtete Resonatoren bei höheren Sauerstoffpartialdrücken einsetzbar. Sie zeigen jedoch wie bereits beschrieben eine Instabilität bei bar bei 600 C. CeO 2 basierende Sensorschichten erwiesen sich als besonders vielversprechend, da bei Resonatoren mit CeO 2 -Sensorschichten zum einen eine Trennung verschiedener reduzierender Gase realisiert werden konnte und zum anderen der Sauerstoffpartialdruckbereich (10-5 bar bis bar), in dem eine Resonanzfrequenzverschiebung beobachtet werden konnte, vergleichsweise groß ist (siehe Abbildung 6). 9

10 Abbildung 6: Resonanzfrequenzverschiebung in Bezug auf Sauerstoffpartialdruckbereich und CO Konzentration eines CeO 2 -beschichteten Resonators Für die Arbeiten an AE3 wurde ein Mannmonat an wissenschaftlichem Personal sowie ein Restgasanalysator aufgewendet (siehe Belegliste Forschungsstelle 1 von 3). 10

11 AE 4: Entwicklung und Aufbau eines angepassten kompakten Sensorinterfaces Für das beschriebene neuartige Sensorkonzept musste ein kompaktes und speziell an die Sensoraufgabe angepasstes Impedanzinterface entwickelt werden, das die Funktionen kommerzieller Impedanzanalysatoren erfüllt und für den Einsatz in prozessnahen Sensorsystemen geeignet ist. Geringstmögliche Material- und Herstellungskosten werden für das gesamte Sensorsystem und damit speziell für das Impedanzinterface angestrebt. Im Umfang der Entwicklung, der Simulation und dem Test einzelner Schaltungsstrukturen und Signalverarbeitungsalgorithmen für das Impedanzinterface wurden personenbezogen 13 Mannmonate an wissenschaftlichem Personal und 8 Mannmonate an hilfswissenschaftlichem Personal (PK Schneider und Hiwi Fochtmann, siehe Belegliste Forschungsstelle 2 von 3) verausgabt. Das endgültige Design für das Impedanzinterface ist in Abbildung 7 dargestellt und wird in den folgenden Unterpunkten AE 4.1 bis AE 4.4 kurz vorgestellt. Abbildung 7: Schaltungsdesign des Impedanzinterfaces AE 4.1: Schaltungstechnische Konzeption Ansatzpunkt für das Erreichen eines kompakten und aufwandsminimierten Schaltungsdesigns für das Impedanzinterface ist die Verlagerung analoger Schaltungsstrukturen zur Signalverarbeitung in digitale Schaltungsstrukturen. Das Herzstück des entwickelten Schaltungskonzeptes in Abbildung 7 stellt daher ein leistungsstarker programmierbarer Logik-Schaltkreis (FPGA) dar, der in autarker Abarbeitung die gesamte Messablaufsteuerung (Signalerzeugung und Signalabtastung) und die digitale Signalverarbeitung übernimmt. Zudem nimmt der FPGA die Steuerwörter und die Messparameter für die Messung entgegen und führt die Übermittlung der Messdaten (Spannungsteiler Real- und Imaginärteil) aus. Intern im FPGA zur Verfügung stehender Speicher, auf den beidseitig zeitgleich ein Schreib- und Lesezugriff (Dual Port RAM, BlockRAM) durchgeführt werden kann, wurde als Messdatenschnittstelle eingesetzt. Zur autarken Abarbeitung des Messablaufs wurde der im FPGA integrierte Softprozessor (MicroBlaze Softcore) genutzt. Die Signalerzeugungsstufe zur Generierung des frequenzvariablen, sinusförmigen Anregungssignals für die Resonatoren besteht aus einem Direkt-Digital-Synthesizer-Schaltkreis (DDS), der vom FPGA mit der entsprechenden Frequenzwort programmiert wird, einem nachfolgenden Tiefpassfilter (TP) zur Glättung des Ausgangssignals und einem programmierbaren Ausgangsverstärker (PGA) zur An- 11

12 passung des Signalpegels. Die Eingangsstufe zur Messsignalabtastung basiert auf einem entwickelten Direktabtastverfahren und besteht im Wesentlichen nur aus einem Eingangskanalschalter (EKS, gleicher Schaltkreistyp wie in AE 2), einem programmierbaren Eingangsverstärker (PGA, gleicher Typ wie in der Generatorstufe), einem nachfolgenden Antialiasingfilter (AIF), und einem 16-bit Analog- Digital-Umsetzer (ADU). Aufgrund der deutlich reduzierten Anzahl von analogen Bauelementen im Vergleich zu anderen Signalgenerierungs- und Messsignalerfassungsverfahren und der gezielten Verwendung von gleichen Schaltkreistypen konnte so ein insgesamt sehr kompaktes und kostenreduziertes Schaltungskonzept entwickelt werden (Abbildung 8). Im Rahmen der verausgabten Personenkosten an wissenschaftlichem Personal wurde das dargestellte Schaltungskonzept entwickelt, dimensioniert und einzelne Schaltungsstufen aufgebaut und ausgetestet. Die entsprechenden Parameter für das Schaltungsdesign wurden ausgearbeitet, spezifische Schaltkreise (u. a. DDS, ADU) begutachtet und hinsichtlich der Verwendbarkeit bewertet. Für die spezifische Sensordatenauswertung und Prozessregelung bzw. für die Kommunikation mit einem Prozessleitsystem wurde in Zusammenarbeit mit der Forschungsstelle TU Clausthal das leistungsstarke Embedded-Prozessor-Modul (EPM) IC 1 AP7000 Base ausgewählt und in das Schaltungskonzept integriert. Im Rahmen der verausgabten Personenkosten an hilfswissenschaftlichen Personal wurden hierbei verschiedene Kommunikationsstrukturen (Ethernet, USB, RS232, ZigBee) zwischen dem Embedded-Prozessor-Modul und dem FPGA sowie zwischen dem Embedded-Prozessor- Modul und im ersten Schritt einem Personalcomputer als Prozessleitsystem entwickelt, ausgetestet und bewertet. Prozessrechner Adapterplatine Impedanzinterface Sensorkopf Abbildung 8: Gesamtkonzept AE 4.2: Entwicklung digitaler Signalverarbeitungsalgorithmen und Implementierung Ein Hauptarbeitsschwerpunkt der AE 4 ist die Entwicklung digitaler Signalverarbeitungsalgorithmen auf FPGA-Basis für die vektorielle Berechnung von Betrag und Phase der direkt abgetasteten Messspannungen in Abhängigkeit von der Anregungsfrequenz und der zu messenden Impedanz der Gassensoren. Hierfür wurde auf der Basis einer Optimierungsmethode zur Sinuskurvenanpassung der Abtastwerte (Sinus-Fit) im Rahmen der verausgabten Personenkosten an wissenschaftlichen Personal eine Umsetzung der notwendigen mathematischen Operationen in programmierbarer Logik (FPGA) entwickelt und mit Simulationen in Matlab&Simulink ausgetestet und optimiert. Mit Hilfe der ISE Entwicklungsumgebung für Xilinx-FPGAs (Hersteller Xilinx Inc.) wurde die Hardware-Programmierung (Logikcore) der Sinus-Fit-Signalverarbeitung realisiert, worauf anschließend mit einem Simulationsprogramm (Mentor Graphics Modelsim 6.3a) der entworfene Programmablauf überprüft und verifiziert werden konnte. Mit festgelegten Eingangsdaten (Start- und Stoppfrequenzen, Abtastpunkte, Frequenzpunkte, etc.) für die Modelsim-Simulation wurde der Programmablauf getestet. Die Simulationsergebnisse wurden mit den Lösungen aus den Berechnungen der entsprechenden Matlab- und MathCad-Programme verglichen. Parallel dazu wurde das MicroBlaze-System in der EDK- und XPS-Entwicklungsumgebung von Xilinx entwickelt. Dabei handelt es sich um einen weite- 12

13 ren Hauptarbeitsschwerpunkt. Vorteilhaft beim Einsatz des MicroBlaze ist die Tatsache, dass Hardwarekomponenten wie der Sinus-Fit mit anderen Hardwarekomponenten (DDS-Frequenzwort Einstellung) kombiniert werden können, im gleichen Zuge aber auch Divisions-, Cosinus- und Sinusberechnung im MicroBlaze mit den ankommenden Ergebnissen aus den Hardwarekomponenten durchgeführt werden können. Dadurch kann erst die autarke Arbeitsweise ermöglicht werden. Als Messablaufkontrolleinheit wurde deshalb der MicroBlaze als Master eingesetzt, der hierarchisch über dem Logikcore (Slave) steht (Abbildung 5, rechts). AE 4.3: Schnittstellkonzeption und -implementierung Zur Ankopplung des physikalischen Teils der Sensoren und zur Übertragung der Messdaten der Impedanz an die Auswerteeinheit (Embedded-Prozessor-Modul ICnova AP7000 Base, siehe AE 4.1) mussten geeignete Schnittstellen konzipiert und als Schaltungskomponenten in das Sensorinterface eingefügt werden. Für die Ankopplung des physikalischen Teils der Sensoren wurde die in AE 2 vorgestellte Eingangsstufe mit Multiplexbetrieb entwickelt und aufgebaut. Zur Übertragung der Messdaten zwischen FPGA und Embedded-Prozessor-Modul wurde im Rahmen der verausgabten Personenkosten an wissenschaftlichem Personal eine umfangreiche und flexible Daten- und Buskommunikation entwickelt und spezifiziert (ISA-Bus, siehe Abbildung 3), die eine Kontrolle der Parameter zur Messablaufsteuerung und ein Auslesen der Messdaten durch das Embedded-Prozessor-Modul ermöglicht. Eine weitere Schnittstelle stellt der Datenaustausch zwischen dem EPM und einem Prozessrechner dar, die für Entwicklungszwecke benötigt wurde. Darüber erfolgte mittels einer Ethernetanbindung (TCP/IP) die Übertragung von Messparametern zum EPM (Server) und der Empfang von Messdaten (Spannungsteiler Real- und Imaginärteil) im Prozessrechner (Client) (Abbildung 9, links). Abbildung 9: Kommunikationsschnittstellen der Messhardware Nach Absprache mit der Forschungsstelle TU Clausthal erfolgte die Implementierung der Daten- und Buskommunikation auf der Zielhardware (FPGA). Im Rahmen der verausgabten Personenkosten an hilfswissenschaftlichen Personal wurde hierbei die entwickelte Kommunikationsstruktur zwischen dem Embedded-Prozessor-Modul und dem FPGA ausgetestet. Für die Kontaktierung des EPM mit der Impedanzinterface-Elektronik ist eine Adapterplatine entworfen worden, die Steckplätze für das EPM, die Temperaturregelung (PWM-Modul) und eine Erweiterungsplatine enthält. Durch Bereitstellung der Schnittstellen des EPM (Port A und Port B) für die Erweiterungsplatine ist die Adapterplatine flexibel einsetzbar (Abbildung 10). Der modulare Aufbau garantiert auch längerfristig, beispielsweise bei der Modifikation der Temperaturregelung oder der Integration eines LC-Displays auf der Erweiterungsplatine, den Einsatz der kompakten Messeinheit. 13

14 Abbildung 10: Adapterplatine mit ICnova, Erweiterungsplatine und PWM-Modul Nach Absprache mit der TU Clausthal wurden die notwendigen Anschlüsse für die Temperaturregelung auf der Adapterplatine definiert. Entsprechend dessen sind diese über die Adapterplatine und die Impedanzinterface-Elektronik ebenfalls auf den Anschlussstecker geführt. Dadurch wurde erreicht, in nur einer kompakten Messeinheit alle erforderlichen Baugruppen zu integrieren. Schnittstelle EPM-FPGA: Im EPM werden die vom Prozessrechner ankommenden Messparameter (meist 32-Bit-Werte) in 16- Bit Pakete aufgeteilt und an die Impedanzinterface-Elektronik übermittelt, wo diese an den In- Registern des MicroBlaze ankommen. Geschriebene Daten oder Statusmeldungen sind aus dem Ausgangsregister lesbar. Die ermittelten Spektrumsdaten werden vom Messablaufprogramm im Block- RAM abgelegt und sind mit einem Speicherzugriff durch das EPM abzurufen. Ein Messparametersatz ist aus den Start- und Stoppfrequenzen (i als Kanalindex) für den jeweiligen Kanal, den Verstärkungen, den Frequenz- und Abtastpunkten sowie den anzusteuernden Kanälen aufgebaut (Tabelle 1). Tabelle 1: Messparametersatz für die Durchführung eines Messablaufs Messparameter Bit-Breite Funktionsbeschreibung f i,start GT 32 Bit Startfrequenz Kanal i (Grundton) f i,stop GT 32 Bit Stoppfrequenz Kanal i (Oberton) f i,start OT 32 Bit Startfrequenz Kanal i (Grundton) f i,stop OT 32 Bit Stoppfrequenz Kanal i (Oberton) TxChannel 8 Bit Anzusteuernde Kanäle FPoints 16 Bit Frequenzpunkte zwischen Start- und Stoppfrequenz SPoints 16 Bit Abtastpunkte pro Periode TxGain 32 Bit Verstärkungseinstellung Ausgangskreis RxGain 32 Bit Verstärkungseinstellung Eingangskreis Im Rahmen der verausgabten Personalkosten wurde eine spezielle Kommunikation zwischen den Endpunkten der Kommunikation entwickelt, die die am EPM verfügbaren Ports C und D für die Anwendung optimal ausnutzt. Für die Übertragung werden insgesamt 27 Leitungen benötigt (Tabelle 2). 14

15 Demzufolge besteht die Zusammensetzung aus vier Steuersignalen, einem 16-bit Datenbus und einem 7-bit Adressbus, wobei zwischen den Zugriffsarten Input-Output-Registerauswahl (IOCSB) und Speicherzugriff (MEMCSB) unterschieden wird. Um das FPGA-Programm zurücksetzen zu können, werden zwei weitere Steuerleitungen verwendet. Das EPM übernimmt neben der Aufgabe der Messparameterweitergabe die Einstellung und die Abfrage von Konfigurations- bzw. Statussignalen. Nach der Messung liest es die Rückgabewerte in Form von Spektrumsdaten (Real- und Imaginärteile für die eingestellten Frequenzen) ein (Abbildung 11). Abbildung 11: Konfigurations- und Statussignale der Impedanzinterface-Elektronik Tabelle 2: Steuer-, Daten- und Adressleitungen der Busanbindung Bezeichnung Bitbreite GPIO am EPM Datenbus 16 Bit Port PD(15:0) Adressbus 7 Bit Port PC(28:22) Steuerleitungen MEMCSB IOCSB RDB WRB 1 Bit 1 Bit 1 Bit 1 Bit Port PD(16) Port PC(20) Port PD(17) Port PC(21) FPGA PROGB FPGA DONE 1 Bit 1 Bit Port PC(31) Port PC(30) Im Rahmen der verausgabten Personalkosten (Hiwi Fochtmann) konnte eine autarke Messelektronik entwickelt und realisiert werden, die mit wenigen Steuersignalen handhabbar ist und eigenständig den Messablauf durchführt. Weiterführend wurde in Arbeitsetappe AE 4.4 die Eingliederung dieser Komponente ins Gesamtsystem vorgenommen und getestet. Schnittstelle zwischen Prozessrechner und EPM: 15

16 Ziel der Client-Server-Verbindung mittels TCP/IP ist der Austausch von Messparametern und den Spektrumsdaten. Über die Benutzeroberfläche erfolgt die Eingabe der Messparameter (Abbildung 12). Beim Start des Programms wird die Verbindung zum EPM hergestellt. Mit der Betätigung von Start Measurement werden die Messparameter an das EPM gesendet. Nach Beendigung der Messung werden Spektrumsdaten zurückgesendet und von dem PC-Programm in einer Textdatei abgelegt. Der nachfolgend gelistete Ablauf (Kommandowort in Klammern) ist sequentiell, wobei die Abfragen im Polling-Modus durchgeführt werden. 1. Messparameter senden (CMD_SETMEASCFG) 2. Start der Messung (CMD_STARTMEAS) 3. Warten auf die Spektrumsdaten (CMD_GETSPEC) 4. Stoppen der Messung (CMD_STOPMEAS) 5. Trennung der Verbindung (CMD_CLOSE) Zum Aufbau eines Datenaustauschs werden beide, der Client und der Server, als Sockets erstellt. Nach dem Erstellen des Servers reagiert dieser auf eingehende Anfragen. Wenn sich der Client zum Server verbindet, registriert der Server diese Anfrage und lässt die Verbindung zu. Die Client-Server- Verbindung ist dann hergestellt und für den sequentiellen Datenaustausch bereit. Die Daten werden Blockweise übertragen und in der Reihenfolge wie sie gesendet worden sind auch, sichergestellt durch das TCP-Protokoll, empfangen. Das Protokoll sorgt ebenso für die Fehlerkontrolle. Abbildung 12: Oberfläche zur Eingabe der Messparameter auf dem Prozessrechner Nach Absprache mit der Forschungsstelle TU Clausthal wurde die Reihenfolge und die Zusammensetzung des Rückgabedatensatzes der Prinzipdarstellung in Abbildung 13 entsprechend ausgeführt. Der Rückgabedatensatz wurde so organisiert, dass der Speicherverbrauch minimiert und die Übertragungsdauer optimiert wurde. Wie angedeutet, befinden sich die Messdaten im BlockRAM des FPGA, auf den das EPM durch einen Speicherzugriff Zugang hat. Unterteilt sind die Messköpfe für Grund- 16

17 und Oberton in die eingestellte Startfrequenz und dem Inkrement ( ), das sich aus dem Frequenzbereich und den Frequenzpunkten (FPoints) nach (G1) berechnet. (G1) Bedingt durch die Auflösungsbegrenzung (n = 32 Bit) des Direkt-Digital-Synthesizers weichen die mit dem Frequenztuningwort (FTW) eingestellten Frequenzen von den gewünschten Frequenzen (f 0 ) minimal ab, weshalb diese vom FPGA bereitgestellt werden müssen. Durch die Tatsache, dass das FTW ein 32-Bit-Integerwert sein muss, vermindert sich die einstellbare Genauigkeit, was aus den Gleichungen G2 und G3 hervor geht. (G2) (G3) Die Auflösung für f 0 liegt nach G3 mit dem verwendeten Takt f sysclk kleiner als 0,1 Hz. Für die Anzahl der einzustellenden Frequenzpunkte folgen die Spannungsteiler (Real- und Imaginärteil) nach dem Messkopf, jeweils für den Grund- und den Oberton. Abbildung 13: Aufbau eines Rückgabedatensatzes Kommunikationsstruktur innerhalb der Impedanzinterface-Elektronik: Ein Hauptarbeitsschwerpunkt bei der Entwicklung der Impedanzinterface-Elektronik, war die Programmierung der Messablaufsteuerung im FPGA. Im Rahmen der verausgabten Personenkosten (Hiwi Fochtmann) wurde mit Hilfe von bereits vorhandenen Test- und Entwicklungsboards (Memec) der Einstieg in die Softprozessorprogrammierung (Xilinx PowerPC und MicroBlaze) vorgenommen. Auf dieser Basis konnte dann mit der Implementierung der Messablaufsteuerung auf der Zielhardware fortgefahren werden. Grundgedanke des Messablaufs ist, den MicroBlaze als bestimmendes Element anstelle der Logik im FPGA zu nutzen. Das bringt Vorteile bei der Realisierung des Datenaustauschs der Module untereinander (Abbildung 14). Dieser Datenaustausch wird über den lokalen Bus des Prozessors (PLB) vollzogen, welcher mit 80 MHz Taktrate betrieben wird, der vom internen Clock-Manager generiert wird. Durch die Fließkomma-Recheneinheit FPU (floating point unit) des MicroBlazes sind die Berechnungsschritte zur Ermittlung des Frequenztuningworts (FTW) sowie des Programmierworts (Gaincode) der Eingangs- und Ausgangskreisverstärker und die Berechnung des komplexen Spannungsteilers eingebunden. An den MicroBlaze werden zwei verschiedene Arten von nutzbaren Modulen geknüpft, bestehend aus grundlegenden Modulen (Intellectual Properties IP) und benutzerdefinierten Modulen (User_IP). Erstere stellen Grundfunktionen wie Clock-Management, Prozessor-Reset und auch den PLB bereit. Bei den User_IP handelt es sich um Module, die mit selbst definierter Funktionalität ausgestattet werden. Über den PLB sind diese an den Prozessor geknüpft. Die Aufgaben der Module sind: - Top-Modul: Schnittstelle vom FPGA zu externen Bausteinen (ADU, DDS, EPM, etc.) - MicroBlaze: oberste Steuerzentrale des FPGAs, Verteilung der Aufgaben 17

18 - Cpuintfc: Schnittstelle zum EPM, Bereitstellung der Messparameter und der Messdaten (Inund Outputregister) - Impspec: Einlesen der Abtastwerte, Abarbeitung des Messprozesses - Sfit: Signalverarbeitung, Durchführung des Sinus-Fits - CORDIC: Hardwareberechnung, Sinus und Cosinuswerte - MAC-MULT: Hardwareberechnung, Multiplikation und Akkumulation - Fix-to-Float: Hardwareberechnung, Umwandlung Fixkommazahl in Fließkommazahl für die Weiterverarbeitung im MicroBlaze - RS232: Schnittstelle zu Prozessrechner während der Entwicklungszeit, Kontrolle der Berechnungsschritte des MicroBlazes - MB BlockRAM: Interner Datenspeicher des MicroBlazes - Clock Manager: Taktverwaltung - BlockRAM: Speicherort für Messdaten - DDS Ctrl: SPI Schnittstelle zur Programmierung des DDS (FTW) - VGA_RX Ctrl: SPI Schnittstelle Eingangskreis-Verstärker - VGA_TX Ctrl: SPI Schnittstelle Ausgangskreis-Verstärker Das Ergebnis für einen Spannungsteiler wird aus den Koeffizienten, die vom Sinus-Fit in Gleitkommadarstellung bereitgestellt werden, im MicroBlaze berechnet und im BlockRAM abgelegt. Abbildung 14: Aufbau der Impedanzinterface Steuereinheit Die Abarbeitung im MicroBlaze gliedert sich in folgende Schwerpunkte (Abbildung 15): - Messparameter von EPM abfragen, verarbeiten und entsprechend in Registern ablegen - Startfrequenz und Inkrement für den Grundton berechnen, in Registern ablegen - Kanal einstellen - Messung Grundton - Verarbeitung der zurückgelieferten Sinusfit-Koeffizienten und Abzug eines Phasenoffsets - Speichern der berechneten Real- und Imaginärteile im BlockRAM - Startfrequenz und Inkrement für den Oberton berechnen, in Registern ablegen - Messung Oberton - Bestätigung mit Statussignal für EPM, dass Messung fertig und Daten bereit zum Abholen Ein Kontrollmechanismus überprüft die eingegebenen Messparameter und liefert bei falscher Eingabe einen Fehlercode, der vom EPM abgefragt werden kann. Mit dem Setzen des Messablaufstartbits wird der gesamte Messvorgang gestartet. Dazu müssen alle für die Messung notwendigen Messparameter vom EPM an die Impedanzinterface-Elektronik übertragen worden sein. Später, nach Ablauf des Messprozesses, setzt die Messablaufsteuerung ein Statusbit, was vom EPM abgefragt werden muss (Polling oder Interrupt). Nach dem Rücksetzen des Messablaufstartbits, ist die Impedanzinterface- 18

19 Elektronik für neue Messungen bereit. Auf diese Weise können kontinuierlich Messungen durchgeführt und die Messparameter gezielt dem Messbereich angepasst werden. Die Zusammenführung der entwickelten Schnittstellen in eine Einheit (AE 4.4) wird im folgenden Abschnitt beschrieben. Abbildung 15: Messablaufprogramm im MicroBlaze Softprozessor 19

20 AE 4.4: Zusammenfassung der Teilkomponenten und Test Die in AE 4.1 und AE 4.3 entwickelten Teilkomponenten wurden einzeln aufgebaut und ausgetestet. Das Gesamtschaltungsdesign des Impedanzinterfaces wurde bis Januar 2009 in einem mehrlagigen Leiterplattenlayout zusammengefasst und im Februar 2009 zur externen Leiterplattenfertigung übergeben. Nach der Fertigung der Leiterplatte und deren Lieferung im März 2009, konnte die Zusammenfassung der Teilkomponenten, die in AE 4.1 bis 4.2 entwickelt wurden, durchgeführt werden. Der Zeitraum, den der Aufbau der gesamten Impedanzinterface-Elektronik und die Implementierung der Signalverarbeitungsalgorithmen in dem programmierbaren Logik-Schaltkreis (FPGA) benötigten, dauerte bis Ende Juni Dies wurde kostenneutral durch einen Diplomanden durchgeführt. Eine Weiterentwicklung der in AE 2 erstellten Multiplex-Eingangsstufe, wie sie zum Zwischenbericht existierte, konnte erst nach der Zusammenführung aller Teilkomponenten vorgenommen werden, da erst zu diesem Zeitpunkt das Verhalten des Gesamtsystems testbar war. Im Detail verschoben sich die Arbeiten, die durch die Verzögerung bei der Entwicklung der Leiterplatte hervorgerufen wurden, in den Zeitraum von März bis Juni 2009 wie folgt. Im März wurden die notwendigen integrierten Schaltkreise für die gelieferte Leiterplatte bestellt und die Leiterplatte manuell bestückt. Mitte April wurde die Bestellung der Adapterplatine an einen externen Hersteller gesendet und im Mai geliefert. Zeitgleich erfolgten Arbeiten an der Programmierung der Signalverarbeitungsalgorithmen, des MicroBlaze-Systems und des EPMs. Die Zusammenführung beider Komponenten, Impedanzinterface-Elektronik und Adapterplatine mit EPM, konnte Ende Mai 2009 vorgenommen werden, wobei dieser Abschnitt einige Komplikationen aufwies. Außerdem trat in der zuvor erfolgreich mit einem Testdatensatz simulierten Signalverarbeitung im Anschluss an die Zusammenführung ein Berechnungsfehler auf, dessen Lösung einige Zeit in Anspruch nahm. Weiterhin wurde die Adapterplatine nicht korrekt entworfen, wodurch zwar trotzdem die Funktionalität gewährleistet war, jedoch für die Endanwendung nicht geeignet und deshalb nochmals mit einem geänderten Layout in die Fertigung gegeben werden musste (Juni 2009). Im Juli wurde die Impedanzinterface-Elektronik mit Testresonatoren überprüft, die den von der TU Clausthal hergestellten in ihren Eigenschaften ähneln. Zu Beginn der Tests wurden die Einsatzqualitäten der Elektronik mit nur einem Resonator untersucht. Nachdem dies erfolgreich verlief, kam es bei der Erweiterung der Tests auf mehrere Resonatoren zu Schwierigkeiten, die im Laufe des Augusts 2009 behoben werden konnten. Anfang September 2009 fand die Übergabe der Impedanzinterface-Elektronik gemeinsam mit der Adapterplatine und der Multiplex-Eingangsstufe an die TU Clausthal statt. In den folgenden Abschnitten wird die Arbeitsfähigkeit der an der Universität Magdeburg entwickelten Komponenten nach der Zusammenführung beschrieben und mit Messergebnissen belegt. Signal-Rausch-Abstände der Ausgangsstufe der Impedanzinterface-Elektronik Gemeinsam mit dem DDS und dem variablen Verstärker muss diese Anordnung zur Signalerzeugung die Kriterien der Normung DIN IEC erfüllen, um die Resonatoren in Transmission messen zu können. In der Norm sind die minimalen Störabstände zu den spektralen Anteilen des erzeugten Signals vorgegeben (SFDR - spurious free dynamic range). Demnach ist die Ausgangsstufe so auszulegen, dass die Dämpfung zu den Seitenbändern im Nahbereich (NBSFDR) des Trägers 60 dbc beträgt. Der Störabstand im Weitbereich (WBSFDR) ist auf über 40 dbc auszulegen. In der Abbildung 16 sind die Signalspektren mit den Störabständen zum Träger bei 5 MHz dargestellt (Resonanzfrequenz von den Langasit-Resonatoren der TU Clausthal). Der Weitbereichsstörabstand zum Trägersignal liegt mit mehr als 43 dbc in der Vorgabe der Norm (Abbildung 16, links). Im Nahbandbereich um den Träger ist die Dämpfung mit 83,9 dbc ebenfalls innerhalb der Anforderung der Norm, was auf das Direkt- Digital-Synthesizer-Prinzip mit sehr geringen Nahbandstörpegeln zurückzuführen ist. 20

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