Digitale Videoübertragung

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1 Digitale Videoübertragung Dominik Brosius( ), Kasjen Kramer( ) 30. Juli 2007

2 Inhaltsverzeichnis 1 Videoübertragung via Satellit Der DVB-S Standard Der Sender Energieverwischung Äußerer Encoder Innerer Encoder Digitaler Filter QPSK-Modulation Der Receiver Der LNB Der Demodulator Viterbi-Decoder Störeinflüsse bei DVB-S Signal Leistungswerte Einheit Einflüsse bei der Übertragung DVB-S Messtechnik Messung mit einem Spectrumanalyzer Messung des Schulterabstands Rauschleisung N Signalrauschabstand DVB-S-Empfänger-Test Messung der Bitfehlerraten DVB-S2 und DVB-SH

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4 Satelliten aufbereitet, verstärkt und zurückgeschickt (Downlink), um von den Receivern empfangen und wieder zu einem verwertbaren Videosignal umgesetzt zu werden. 1.1 Der DVB-S Standard Die Signalübertragung über Satellit ist sehr problembehaftet und stellt große Anforderungen an die Signalaufbereitung. Auch bei der Modulation digitaler Datenströme muss daher größten Wert auf Robustheit und die Qualität der Rauschunterdrückung gelegt werden. Hierzu wurde 1994 mit DVB-S ein Standard verabschiedet, der neben verschiedenen Zielvorgaben, wie Datenraten usw., auch verschiedene Fehlerschutz- und Modulationsverfahren spezifiziert die im Aufbereitungsprozess Verwendung finden. Hinter dem transportierten Signal steckt im Grunde ein MPEG-2-Transportstrom. Dieser wird in den DVB-S-Modulator eingespeist, wird dort Paket für Paket mit zwei verschachtelten Fehlerschutz- Codes versehen und anschließend in das eigentliche Übertragungssignal umgewandelt. Dies geschieht bei DVB-S durch das sog. QPSK 2 -Verfahren. Anschließend wird das Signal für den Uplink auf die Empfangsfrequenz des Satelliten hochgemischt und verstärkt. Die Downlink-Frequenz liegt hier zumeist bei GHz. Das Frequenzband des Downlink liegt entsprechend bei GHz. Die einzelnen Programme werden dabei jeweils auf einem Kanalband mit einer Bandbreite von bis zu 40 MHz ausgestrahlt. Bei einer Gesamtbandbreite von ca. 2 GHz ergeben sich dadurch bis zu 50 verschiedene Kanalbänder. Die auf einem Band übertragenen Signale werden mit einer Symbolrate von ca MSymbole/s phasenmoduliert, wobei ein Symbol zwei Bit codiert. Die vorgesehene Übertragungsdatenrate des Systems liegt dadurch bei ca. 55 MBit/s. Dabei handelt es sich jedoch nur um die Bruttodatenrate, da die Datenrate der Information im Laufe der Modulation mehr und mehr durch das Einfügen von Redundanz herabgesetzt wird. Um dies zu verstehen nun einiges zum Modulationsprozess bei DVB-S. 1.2 Der Sender Der Uplink, d.h. der Verbindungsweg vom Sender zum Satelliten, erfordert eine Reihe von vorgeschalteten Codier- und Modulationsvorgängen, auf die in diesem Abschnitt näher eingegangen werden soll. Der Sender besteht vor Allem aus dem DVB-S-Modulator (Abb. 1.2), dessen Aufgabe es ist, einen bereits erzeugten und angelegten MPEG-2-Strom so umzuwandeln, dass das entstandene Signal robust genug ist, um die Übertragung über die große Distanz bis zum Satelliten zu überstehen. Ein MPEG- 2-Strom besteht aus einer Reihe von jeweils 188 Byte langen Transportstrompaketen, wobei die ersten 4 Byte den Header eines Paketes darstellen. Gleich am Eingang des Modulators, im Basisbandinterface, wird hier auf das sog. Syncbyte(konstant 0x47), dem ersten Byte des Pakets aufsynchronisiert. Das Basisinterface stellt den folgenden Modulen damit den erforderlichen Takt zur Verfügung. Gleich danach wird jedes achte Syncbyte invertiert und dadurch eine zusätzliche Taktinformation gewonnen, die im nun folgenden Energieverwischer benötigt wird Energieverwischung Ein Problem bei der Satellitenübertragung ist, dass exponierte Leistungsspitzen im Frequenzpektrum des Signals die Gefahr des Übersprechens der Nachbarkanäle durch die entsprechenden Frequenzen erhöhen. Um dies zu verhindern muss man dafür sorgen die Strahlungsleistung über die gesamte Bandbreite des Kanals zu verteilen. Ein zusätzliches Problem ist, dass sich Gleichstromanteile durch längere Null- oder Einssqeuenzen auf den elektrischen Übertragungswegen zum Sender schlechter übertragen lassen. 2 Quadrature Phase Shift Keying, seine Form der Phasenmodulation 4

5 Abbildung 1.2: Blockschaltbild des digitalen Modulators In der Energieverwischungsheinheit sorgt deshalb ein digitaler Scrambler dafür, die Bitsequenzen, die später zu den besagten Signalen moduliert werden, (fast) zufällig zu verwürfeln. Hierzu wird die Eingangssequenz Stück für Stück mit einer Pseudozufallszahl XOR-verknüpft. Bei jedem Schritt ändert sich die Zufallszahl, die in einem Schieberegister eingetragen ist, jeweils über das LSB 3. Den Takt erhält der Scrambler hierbei vom Basisbandinterface. Liegt ein invertiertes Syncbyte vor, wird das Schieberegister mit der ursprünglichen Pseudozufallszahl reinitialisiert. Abbildung 1.3: Digitaler Scrambler Da dieses Scrambling auf der Empfängerseite rückgängig gemacht werden muss, um die ursprüngliche Information zu rekonstruieren, muss dort ein baugleiches Modul mit exakt demselben Pseudo- Zufallswert betrieben werden. Das bedeutet auch, dass beide Scrambler genau synchron arbeiten müssen. Daher wird bei jedem TS-Paket das Scrambling während des Syncbytes ausgesetzt um die Taktinformationen auch der Empängerseite zukommen zu lassen Äußerer Encoder Nach dem Scrambeln des Datenstroms folgt nun der äußere Fehlerschutzmechanismus, der sog. Reed- Solomon-Encoder. Dieser Encoder berechnet im Prinzip mit Hilfe des bereitgestellten Taktes über jedes gescrambelte TS-Paket eine Quersumme und hängt sie dem Paket an. Diese Quersumme wird später im empfängerseitigen RS-Decoder benötigt, um etwaige Fehler im Paket zu finden und evtl. zu korrigieren. Bei DVB-S kommt hierbei ein RS-188/204-Code zum Einsatz, d.h. die 188 Byte eines TS-Pakets werden um 16 Fehlerschutzbyte zu nun 204 Byte ergänzt. Mit n Fehlerschutzbytes lassen sich bis zu n 2 3 Least Significant Bit 5

6 Bytes an Fehlern erkennen und reparieren. Hier werden nun also bis zu 8 Fehlerbytes pro Paket sicher korrigiert. Treten mehr Fehler auf, so wird dies immer noch erkannt und das entsprechende TS-Paket kann durch das Setzen des TEI 4 im Header als fehlerhaft markiert werden. Das Prinzip des RS-Fehlerschutz, der auch bei Audio-CDs und der Steuerkommunikation verschiedener Raumsonden eingesetzt wurde, beruht auf folgender Überlegung. Eine Nachricht A aus n Ziffern (hier Bytes) mit A = (a 0, a 1,...,a n 1 ) lässt sich auffassen als Koeffizientenmenge eines Polynoms a(x) = a n 1 x n a 1 x + a 0. Will man nun aus dieser n-stelligen Nachricht einen m-stelligen Code berechnen ( m>n ) so benötigt man m Stützstellen (u 0, u 1,...,u m 1 ), die Sender und Empfänger bekannt sein müssen. Mit Hilfe des Polynoms a(x) und der m Stützstellen lässt sich nun der Code berechnen Y = (a(u 0 ), a(u 1 ),...,a(u m 1 )). Werden nun x Symbole dieses Codes fehlerhaft übertragen, so lässt sich je nach Wahl der Redundanz (m-n) evtl. jeder Fehler korrigieren, in jedem Fall jedoch eine Beschädigung des Codewortes feststellen. Dies ist leicht einzusehen für den Fall, dass man die Stellen der Fehler im Code kennt. So ließe sich nun ein Gleichungssystem aus (m-x) Gleichungen aufstellen, mit dem sich die Koeffizienten des Polynoms leicht errechnen lassen. I.A weiß man jedoch natürlich nicht wo die Fehler auftreten. Daher konstruiert man in der Praxis aufbauend auf obiger Idee und tiefergehender, mathemtischer Überlegungen ein weiteres Polynom der Form p(x, y) = y f(x) + g(x), mit der Eigenschaft p(u i, y i ) = 0;i = 0,...,m 1. Die eigentliche Nachricht lässt sich nun indirekt durch Polynomdivision g(x) f(x) rekonstruieren. Der RS-Code ist sehr robust und er erkennt jedes fehlerhafte Paket, jedoch ist er nicht im Stande mehr als 8 Fehlerbytes pro TS-Paket zu korrigieren. Bei der Übertragung des Signals kommen jedoch sog. Fehlerbursts relativ häufig vor. Ist ein solcher Fehlerbursts in einem Paket aufgetreten, ist die Wahrscheinlichkeit recht hoch, dass das Paket verworfen werden muss, weil insgesamt mehr als acht Fehler eingetreten sind. Um diese Gefahr zu minimieren, schaltet man nun im Modulator einen sog. Forney-Interleaver hinter den RS-Coder. Dieser Interleaver sorgt nun dafür, dass das fertige RS-Paket aufgeteilt und die einzelnen Teile über bis zu elf Nachbarpakete verteilt werden. Abbildung 1.4: Vereinfachte Darstellung des (De-)Interleavingprozesses 4 Transport Error Indicator Bit 6

7 Tritt nun auf der Übertragungsstrecke ein Fehlerburst in einem dieser zusammengesetzen Pakete ein, so wird dieser Fehlerburst durch den empfängerseitigen De-Interleaver nach dem gleichen Schema selbst aufgebrochen und die ursprünglichen RS-Pakete wiederhergestellt. Diese haben nun statt den Fehlerbursts nur noch wenige Einzelfehler, die durch den folgenden RS-Decoder leichter zu reparieren sind Innerer Encoder Abbildung 1.5: Blockschaltbild des verwendetetn Faltungscodierers Die Anfälligkeit der Satellitenübertragung für Störeinflüsse erfordert mehr als einen Fehlerschutz. Aus diesem Grunde hat man sich bei DVB-S für einen zweiten, den inneren Encoder oder Faltungscodierer, entschieden. Dieser besteht aus einem 6-stufigen Schieberegister, in das der Ausgangsdatenstrom des Interleavers eingelesen wird. Dabei werden oben wie unten durch XOR-Verknüpfung unterschiedlich vieler Zellen des Registers je ein Ausgangsdatenstrom erzeugt. Das heißt jedes Eingangsbit wird auf ein Ausgangsdibit 5 abgebildet und es entsteht 100% Datenoverhead. Diese Redundanz wird später auf Seite des Empfängers im Viterbi-Decoder (dem Gegenstück zum Faltungscodierer) dazu genutzt die ursprüngliche Eingangssequenz wiederherzustellen und dabei etwaige Fehler auszubügeln. Allerdings wird durch die nun doppelt so große Datenrate des Ausgangsdatenstroms die Nettodatenrate halbiert. Abbildung 1.6: Vorgehensweise bei verschiedenen Punktierungschemen Dazu wird dem Faltungscodierer eine Punktierungseinheit angehängt, die nach einem Sender und 5 Dibit = 2 Bit 7

8 Empfänger bekannten Schema die Ausgangsdatenströme des Faltungscodierers punktiert. Bei DVB-S lassen sich verschiedene Schemen zwischen 1 2 bis 7 8 einstellen. Diese Werte geben hierbei die künstliche Coderate des Faltungscodierers an, die man ggf. braucht, um die Nettodatenrate erträglich zu halten. Bei 1 2 wäre das die echte Datenrate des Codierers mit der doppelten Ausgangsdatenmenge im Vergleich zur Eingangsdatenmenge, hier findet also noch keine Punktierung statt. Bei 7 8 müssten jedoch entsprechend viele Bits verworfen werden um die eigtl. Datenrate auf das geforderte Maß zu senken (siehe Abb. 1.6). Als Kompromiss wählt man hier zumeist die Coderate Digitaler Filter Bevor das digitale Signal nun frequenzmoduliert wird, wird es vorher noch gefiltert. Der Filter ist im Prinzip auch eine Form der Faltungscodierung. Da sich Nachbarkanäle in den Übergangsbereichen leicht überlagern könnten, wird ein Kanal durch den Filter bandbegrenzt. Der Filter sorgt nun dafür, dass das Spektrum in den Randregionen weich ausrollt. Abbildung 1.7: Auswirkungen des FIR auf das Spektrum eines Kanals Erwünscht ist das cosinusquadrat-förmige Auslaufen im Randbereich. Der Filter selbst erzeugt jedoch zunächst eine Wurzelcosinusquadrat-Form. Erst in Kombination mit einem baugleichen Filter auf der Empängerseite stellt sich dann der gewünschte Effekt ein. Der Grad des Ausrollens wird durch den sog. Rolloff-Faktor angegeben. Dieser stellt das Verhältnis der Hälfte des Auslaufbereichs f, zur Hälfte der erwünschten Kanalbandbreite dar: α = f B N. Bei DVB-S arbeitet man mit einem Rolloff-Faktor von α = QPSK-Modulation Bei DVB-S kommt als Modulationsverfahren ausschließlich die sog. QPSK-Modulation zum Zuge. Hierbei handelt es sich um eine Form der Phasenmodulation. Im Prinzip wird hierzu, gemäß dem Konstellationsdiagramm dieses Verfahrens, aus je einem Dibit des Faltungscodierers ein Symbol gebildet, während dessen Lauzeit eine Phasenverschiebung des Trägers um die entsprechende Gradzahl stattfindet. Bei dem Dibit 11 wäre dies dementsprechend eine Phasenverschiebung um 45, bei 01 um 135, usw. Hier sieht man nun auch, dass die Symbole im Diagramm graycodiert sind. Daraus ergibt sich 8

9 nochmals eine Steigerung der Robustheit, da so die Verwechslung zweier benachbarter Symbole nur einen Fehler von einem Bit nach sich zieht. Abbildung 1.8: Konstellationsdiagramm der QPSK-Modulation In der Praxis wird die Verschiebung des Trägers pro Symbol jedoch nicht durch die Zusammenfassung der beiden Ausgangsbits des Faltungscodierers gebildet. Vielmehr greift man zu der physikalisch äquivalenten Methode, die beiden Ausgangsströme separat je einem, zweier orthogonal zueinanderstehenden Trägern, aufzumodulieren. Die beiden modulierten Signale werden danach durch einen Frequenzmischer überlagert und ergeben das Signal nach obiger Idee. Dies geschieht im sog. IQ-Modulator, der die beiden, Inphase- bzw. Quadrature-Signal gennanten, Ausgangsströme entsprechend moduliert und vermischt. Im Anschluss muss das fertige Signal nur noch auf die Frequenz des Satelliten hochgemischt, und verstärkt werden. 1.3 Der Receiver Trotz der Rauschunterdrückung und der wiederholten Signalverstärkung im Satelliten selbst, erfährt das Signal beim Downlink, d.h auf der Übertragungsstrecke vom Satelliten zum Empfänger, wiederum eine enorme Dämpfung durch die große Entfernung, die Atmosphäre und Niederschläge. Daher ist es nun wichtig vor der eigtl. digitalen Decodierung des Signals zunächst weitere Frequenzfilter und Verstärker vorzuschalten, die das Signal für die Demodulation aufbereiten. Dies geschieht vor Allem im sog. Low Noise Block Converter (LNB) Der LNB Das Signal vom Satelliten wird von der Parabolantenne in den, im Fokus sitzenden LNB gespiegelt. Dort findet man nun zwei Signalsensoren vor, die das Frequenzband auf zwei unterschiedlichen Polarisationssebenen empfangen. Ein Trick, den man dazu nutzt die geringe Bandbreite der Satelliten künstlich zu verdoppeln. Bei den beiden orthogonal zueinander polarisierten Signalen handelt es sich also um zwei separate Programme. Der Receiver kann nun einen der beiden Sensoren je nach Einstellung, durch Veränderung der Versorgungsspannung des LNB (14/18 V) auswählen. Die eigtl. Aufgabe des LNB ist es, das empfangene Signal von der Satellitenfrequenz auf eine niedrigere Frequenz herunter zu mischen. Das Koaxialkabel, das LNB mit dem Receiver verbindet, ist nämlich bei den anfallenden Frequenzen sehr rauschanfällig. Daher findet eine Frequenzumsetzung in den Bereich MHz statt. Da nun diese Bandbreite nicht mehr mit der, bei DVB-S spezifierten 9

10 Abbildung 1.9: Blockschaltbild des LNB Bandbreite von ca. 2 GHz übereinstimmt, benötigt ein DVB-S tauglicher Receiver zwei LO 6. Man teilt hierbei die ursprüngliche Bandbreite in High- und Low-Band ein und steuert mit der Wahl des LO, welchen Bandbereich man nun an den Receiver durchschalten möchte. Der Receiver signalisiert dies, indem er der Versorgungsspannung ein 20kHz-Signal aufmoduliert oder nicht Der Demodulator Das in der Frequenz herabgesetzte Signal vom LNB muss nun wieder digitalisiert werden. Dazu werden die Trägersignale des Inphase- und des Quadraturesignal in der Trägerrückgewinnungseinheit aus dem eingehenden Signal wiederhergestellt. Mit Hilfe dieser lassen sich nun die eigtl. I- und Q-Signale heraustrennen, die nun A/D-gewandelt werden und separat in den Matched-Filer gelangen. Der Matched- Filter ist das erwähnte Gegenstück zum senderseitigen Spektralfilter. Erst durch diesen Filter ergibt sich nun die erwünschte cosinusquadratische Bandbegrenzung des Kanals. Eine Entscheidungseinheit wandelt die I- und Q-Signale im Anschluss je nach Phasenverschiebung in die beiden Ausgangsströme der Faltungscodierung um. Abbildung 1.10: Blockschaltbild des Decoders 6 Lokaloszillatoren: LO stellen ein Signal konstanter Frequenz bereit, auf das ein niederfrequentes Signal gemischt und damit auf eine höhere Zwischenfrequenz heraufgemischt werden kann (oder umgekehrt): f LO = f Ziel ± f Signal 10

11 Die weiteren Schritte entsprechen nun den Verarbeitungsstufen im Modulator, in umgekehrter Reihenfolge. Das heißt als Nächstes muss nun eine Decodierung des Faltungscodes erfolgen, an die sich der bereits angesprochene De-Interleaver und der RS-Decoder anschließen. Das Signal, das hiernach von allen Fehlerschutzcodes befreit und ggf. repariert wird, muss nun nur noch descrambelt werden, bzw. von der Syncbyte-Invertierung befreit werden. Nun stehen die usrpünglichen TS-Pakete wieder zur Verfügung. Wurde zuvor ein Paket durch den RS-Decoder als fehlerhaft markiert, so vermerkt der Receiver dies nun im Header des Pakets. Im weiteren Verlauf muss in dem Fall das sog. Error-Concealment betrieben werden, das entsprechende Pixel-Fehler kaschiert Viterbi-Decoder Der Viterbi-Decoder ist das empfängerseitige Pendant zum Faltungscodierer, den wir bereits beim Modulator kennen gelernt haben. Bei dem Viterbi-Decoder handelt es sich um einen Mechanismus, der aus dem vorliegenden Code nur das wahrscheinlichste Eingangswort zurückgibt. Treten im Vorfeld bei der Übertragung des Codewortes zu viele Fehler auf, so generiert der Decoder u.u. eine völlig falsche Ausgabe. Dadurch entstehen auch hier von Zeit zu Zeit Fehlerbursts durch falsche Decodierung. Um richtig arbeiten zu können, muss dem Viterbi-Decoder das Punktierungschema bekannt sein, das beim Sender nach der Faltungscodierung verwendet wird. Der Decoder fügt nun entsprechend Dont- Care-Bits an den Stellen ein, an denen eine Punktierung stattfand. Diese Bits werden im Folgenden dann wie normale Fehler herausgerechnet. Abbildung 1.11: Vereinfachter Faltungscodierer mit Zustandsgraph Die Arbeitsweise des Faltungscodierers lässt sich in einem Zustandsgraphen darstellen. Zur besseren Erklärung wird hier ein vereinfachtes Beispiel mit nur 4 Zuständen verwendet (Abb. 1.10). Beginnt man im Zustand 00 und überträgt die zulässigen Zustandsübergänge auf die Zeitachse, so ergibt sich das sog. Trellis- oder Spalier-Diagramm (Abb. 1.11). Dieses enthält für ein Codewort einer bestimmten Länge alle möglichen Pfade. In jedem Zustand des Graphen sind nur zwei unterschiedliche Eingangs-Bits bzw. Ausgangs-Dibits möglich. Das Codewort besteht hierbei aus den Ausgangsdibits des Faltungscodierers, die zusammen mit dem Eingang auch die Kanten des Zustandsgraphen bezeichnen. Beginnend vom Anfangszustand 00 wird nun für jeden möglichen Pfad des Codewortes dessen Wahrscheinlichkeit berechnet. Dazu wird für jeden Schritt (jedes Dibit) eines Pfades die Anzahl der Bit- Unterschiede zum entsprechenden Dibit im empfangenen Codewort notiert. Für jeden Pfad wird daraus die Summe berechnet. Der Pfad mit der kleinsten Summe muss also der wahrscheinlichste und damit dem Empfangswort Ähnlichste sein. Mit Hilfe des Zustandsgraphen lässt sich nun einfach das entsprechende Eingangswort ablesen, dass vom Viterbi-Decoder zurückgegeben wird. 11

12 Abbildung 1.12: Spalierdiagramm eines 2-Stufigen Faltungscoders 1.4 Störeinflüsse bei DVB-S Signal Das DVB-S-Signal wird durch eine elektromagnetische Welle übertragen. Die Frequenz des Signals liegt im Ghz-Bereich. Viele dieser hochfrequentierten elektromagnetischen Wellen sollen dann das eigentliche Signal darstellen. Dieses Signal deutet auch wieder eine Welle an. Es wird auch als Symbol bezeichnet, das übertragen wird. Abbildung 1.13: Spektrum eines Digitalpakets Auf der Abbildung, deutet sich schon ein Signal an, dass eigentlich von der idealen Form gerader bzw. abgeflachter sein sollte Leistungswerte Empfangsleistung : Die Empfangs- bzw. Signalleistung beschreibt, mit was für einer Stärke das Signal beim Empfänger ankommt. Anhand der Amplitude des Signals lässt sich die Leistung ermitteln. Rauschleistung: In Abb.1 deutet sich schon eine Kurve des Signals an. Doch das Signal kann nicht einwandfrei dargestellt werden, dass erkennt man an den kleinen Auswüchsen des Signals. Dafür sind Störsignale und Interferenzen verantwortlich, die das eigentliche Signal überlagern. 12

13 Rauschleistung beschreibt letztendlich die durchschnittliche Signalstärke von Störsignalen. Störabstand: Störabstand (C/N) beschreibt das Verhältnis zwischen Signal- und Rauschleistung. Es gilt als einer der wichtigsten Werte für Qualität des Signals. Das eigentliche Signal muss eindeutig von Störsignalen unterschieden werden Einheit Alle Leistungen oder Messungen werden in db (sprich Dezibel) angegeben. Es handelt sich dabei logarithmische Berechnung von einem Verhältnis. 1. Formel: 10 log P1 P2 Beispiel : 10 log = 10 log(100) = 20dB Doch für TV-Übertragungen hat man sich auf diese Rechnung geeinigt. P1 und P2 werden quadriert. 2. Formel: 10 log x2 1 x 2 2 Beispiel: 20 log = 10 log( x 1 ) 2 = 10 2 log x 1 = 20 log x 1 x 2 x 2 x } {{ 2 } Umrechnung = 20 log100 = 40dB Durch die Quadrierung verdoppelt sich die Werte im Gegensatz zur ersten Formel (statt 40dB 80dB). Die Werte sind also größer und damit ein genauerer Maßstab. Es stellt sich die Frage wieso man mit logarithmischen Werten rechnet. Diese Frage ist leicht zu beantworten. Durch meine große Werteschwankung beispielsweise von bis hinzu , fällt es leichter die Werte als logarithmischen Wert ( hier: log ist 7 und -7) zu schreiben und zu rechnen. Umrechnung: Beispiele Einflüsse bei der Übertragung Durch unterschiedliche Verstärkung des Modulator im I- und Q-Zweig, kann es einen Phasenfehler im 90 Phasenschieber, Phasenjitter, sowie mangelnde Trägerunterdrückung verursachen. Aufgrund der 13

14 Robustheit der QPSK-Modulation können diese Probleme ignoriert werden, sie tauchen fast nicht auf. Der Haupteinfluss besteht wesentlichen auf Rauschen. Natürliche Einflüsse: Anhand eines Rechenbeispiels werden die natürlichen Rauscheinflüsse einer Satelliten- Downlink-Strecke aufgezeigt werden. Ein geostationärer Satellit ist in einer Umlaufbahn von ungefähr 35800km über dem Äquator. Er bewegt synchron mit der Drehung der Erde. Als Beispiel nehmen wir den Astra1F-Satelliten (45 Breitengrad): Distanz: d = Erdradius sin(45) km = 6378km sin(45) km = 37938km Durch eine einfache Rechnung über den Breitengrad durch den Sinus, kommt man zur vollständigen Entfernung zum Satelliten. Sendeleistung Doch zunächst berechnet man die Sendeleistung des Satelliten: Sendeleistung (82W) des Satellitentransponders Sendeantennengewinn EIRP (Equivalent Isotrpic Radiated Power) 19 dbw +33 db 52 dbw Der Satellitentransponder und die Satellitenantenne erzeugen das Satellitensignal. Die EIRP (Equivalent Isotropic Radiated Power) gibt an, mit welcher Sendeleistung man eine in alle Raumrichtungen gleichmäßig (isotrop) abstrahlende Antenne versorgen müsste, um im Fernfeld dieselbe Leistungsflussdichte zu erreichen wie mit einer bündelnden Richtantenne in ihrer Hauptsenderichtung. Raumdämpfung Distanz Satellit / Erde = 37938km Sendefrequnz = 12.1GHz Verlustkonstante Raumdämpfung 91.6dB dB dB 205.7dB Wichtige Faktoren für die Raumdämpfung sind die vorher berechnete Distanz, die Sendefrequenz und die allgemeine Verlustkonstante. Das Signal wird also deutlich geschwächt. Raumdämpfung von 200dB = 20 lg Das bedeutet das Signal wird bis hin zum Empfänger = 100 Milliarden mal geschwächt. 14

15 Empfangsleistung Da wir die Raumdämpfung und die Sendeleistung berechnet haben, können wir nun die allgemeine Empfangsleistung berechnen: EIRP Raumdämpfung Clear Sky Dämpfung Empfänger Richtungsfehler Polarisationsfehler Empfangsleistung an der Antenne Antennengewinn Empfangsleistung 52 dbw dB - 0.3dB - 0.5dB - 0.2dB dBW + 37dB dBW Clear Sky Dämpfung: Diese und andere Berechnungen in der Sat-Technik beziehen sich auf Clear Sky. Man geht also von Idealbedingungen (klarer Himmel ohne Wolken) aus. Die sogenannte Schlechtwetterreserve bei Empfangsantennen ist eher ein Wert der empirisch ermittelt wird). Polarisations- und Richtungsfehler der Antenne des Empfängers beeinflussen die Empfangsleistung verschwinden gering. Durch die Parabolantenne gewinne ich zusätzlich ein besseres Signal. Rauschleistung am Empfänger: Boltzmannkonstante Bandbreite 33MHz Temperatur 20 C = 293 K Rauschzahl des LNB Rauschleistung N dbw/k/hz db db + 1 db dBW Die Boltzmannkonstante ist eine Konstante für die Berechnung von Temperatur, thermischer Energie zwischen Teilchen wichtig ist. Die B. beschreibt also ein Grundrauschen, wofür Teilchen verantwortlich sind. Der LNB besitzt zusätzlich ein relativ geringfügiges Grundrauschen. Störabstand C/N: 15

16 Empfangsleistung Rauschleistung N C/N dBW dBW 10.8dB Die Differenz aus der Empfangs- und der Rauschleistung ergeben den Störabstand, der entsprechend hoch sein sollte, um ein gutes Signal zu erzeugen. In der Praxis liegt der Störabstand bei db. Allgemeine Formeln : Freiraumdämpfung L = log(f/ghz) + 20 log(d/km) f = Übertragungsfrequenz in GHz d = Abstand des Senders / Empfänger in km Signalgewinn einer Parabolantenne G = log(d/m) + 20 log(f/ghz) D = Durchmesser einer Parabolantenne in m Wie man sieht ist es entscheidend wie groß meine Antenne ist um das Signal besser empfangen zu können. Durch eine größere Antenne wird das Signal durch ein größeres Spektrum empfangen. Rauschleistung am Empfängereingang N = log(t) + F B = Bandbreite in Hz T = Temperatur in Kelvin F = Rauschzahl des Empfängers in db 1.5 DVB-S Messtechnik Heutzutage ist der Bereich an Geräten in der DVB-S Messtechnik klein. Doch durch verschiedene Modulationsverfahren und steigender Anfrage wird sich das ändern. Wesentliche Messparameter sind : C/N(Störabstand) Signalpegel Schulterabstand Bitfehlerrate Messung mit einem Spectrumanalyzer Das DVB-S-Signal ähnelt weißen gaußschem Rauschen, nur mit einem hohen Crestfaktor. Deshalb lässt sich das Signal genau so gut mit einem Sprektrumanalyzer messen. 16

17 Abbildung 1.14: Spektrum eines DVB-S-Signals Um die Trägerwelle C zu ermitteln, werden verschiedene Einstellungen vorgenommen. Es wird eine Auflösebandbreite vom 2MHz, Videobandbreite von 10MHz und eine langsame Ablaufzeit von 2000ms um einen guten Mittelwert zu erreichen, gewählt. Diese Parameter sind nötig, damit der RMS-Detektor des Analyzers arbeitet. Der RMSDetektor misst durch Umwege eine Spannung und berechnet damit die Leistungsdichte des Signals. Prinzipiell wird zunächst der Effektivwert der Spannung gemäß der Formel aus allen Abtastwerten werten im Signalfenster von 1Hz (also eine Sekunde und ein Symbol) Bandbreite ermittelt: U RMS = 1 N u u2 2 + u Wurzel aus den quadratischen Messwerten = Mittelwert (RMS = Root Mean Square) Dieser Wert wird umgerechnet (wegen Impedanz von 50W ) in db und im Signalfenster (1MHz) angezeigt. Je langsamer man die Sweep-Time einstellt gibt es um so mehr Abtastwerte. Zur Leistungsmessung des rauschartigen Signals wird der Noise-Marker (Funktion) des Spektrumanalyzers benutzt. Der Noise- Marker wird in der Bandmitte eingestellt und vorausgesetzt wir ein flacher Kanal. Da der Analyzer die Rauschleistungsdichte wieder gibt, muss der Wert auf die Leistungsdichte umgerechnet werden. Rauschleistungsdichte ist eine recht komplexe Größe zur Messung der Leistung. Formel: C = C + 10 logb N = C + 10 log(symbolrate/hz) db Man nimmt hier einen logarithmischen Korrekturwert der Symbolrate des Signals. Beispiel: 17

18 bei 27.5 MS/s = C + 10 log( ) db Messwert des Noise-Markers Symbolrate 27.5 MS/s Leistung im DVB-S-Kanal -100 dbm/hz db dbm Messung des Schulterabstands Das DVB-S-Signal sollte in idealer Form möglichst flach sein und ohne Schräglage. Der Kanalrand wird, wie schon erwähnt rolloffgefiltert. Auf dem Bild erkennt man schon, dass sich außerhalb des Abbildung 1.15: "Schultern"eines DVB-S-Signals Nutzbandes links und rechts sogenannte Schultern bilden. Diese Schultern stören evtl. Nachbarkanäle, deshalb sollte ein möglichst guter Schulterabstand erreicht werden (von 40dB). Der Satellit kann diese Toleranzmaske im Signal vorgeben. Mit vorgeben Abständen des Noise-Markers lassen sich die Schultern leicht messen Rauschleisung N Würde man das DVB-S-Signal weglassen, könnte man evtl. alle natürlichen Störeinflüsse und Interferenzen messen. Es handelt sich dabei jedoch nur um eine gute Idee. Denn diese Vorgehensweise ist nicht genau genug, denn z.b. während der Übertragung können auch Störungen auftauchen, die dann unten bei dem Empfänger nicht auftauchen. Um die Rauschleistungsdichte zu messen, muss man mit dem Noise-Marker bei dem Signal auf die Schultern, die sich beim Signal fortsetzen, messen. Man geht davon aus, dass sich die Störungen an dem Punkt weiter fortsetzen. Ähnlich wird der Wert wie bei Signalleistungsdichte umgerechnet: N = N + 10 logb N = N + 10 log(kanalbreite/hz) db Messwert des Noise-Markers Symbolrate 27.5 MS/s -120 dbm/hz db 18

19 Rauschleistung im DVB-S-Kanal dbm Die Rechnung ist ähnlich wie bei der Signalleistungsdichte, nur das hier Kanalbandbreite benutz wird. Doch der Umrechnungswert ist gleich, nur der Messwert ist anders. Aus diesen beiden Wert lässt der Störabstand berechnen: C/N = C N 25.6dBM ( 45.6dBm) = 20dB Signalrauschabstand Der Signalrauschabstand (S/N (Signal to ratio) unterscheidet sich vom normalen (Träger)Rauschabstand (C/N (Carrier to ratio), in dem man das rolloffgefilterte Signal zur Berechnung benutzt. Die Umrechnung erfolgt auf einfache Weise: S/N = C/N + 10 log(1 r 4 ) r = Rolloff-Faktor Beispiel: r = 0.35 S/N = C/N + 10 log( ) = C/N dB Der Wert unterscheidet sich nur geringfügig von C/N DVB-S-Empfänger-Test Die gesamte Satellitenübertragung kann simuliert werden, das beinhaltet den Kanal und den Modulator. Eine Rauschquelle kann zusätzlich angeschlossen werden. Ein MPEG-2-Strom wird durch einen MPEG-2-Generator in den Mess-Sender eingespeist. Der Mess-Sender liefert dann durch eine Zwischenfrequenz das Signal zum DVB-S-Receiver. Verschiedene Messungen können nun durchgeführt, das Bild wird auf einem Bildschirm dargestellt. Ziel ist das die Fehler bei der Produktion beseitigt werden und der Receiver eine hohe Qualität erreicht, in dem man diese Stresstests durchführt Messung der Bitfehlerraten Das Satellitensignal ist durch einen äußeren Fehlerschutz (Reed-Solomon) und durch einen inneren Fehlerschutz (Faltungskodierung) kodiert. Deshalb betrachtet man die die Bitfehlerrate beim Empfänger: - 1. vor Viterbi - 2. vor Reed-Solomon - 3. nach Reed-Solomon 1. vor Viterbi Um die Bitfehlerrate zu messen geht man folgenderweise vor: Der Datenstrom des I- und Q-Signals wird in 2 Strecken jeweils aufgeteilt. Der eine Datenstrom geht direkt durch den Viterbidekoder und wird dann wiederrum durch den Faltungskoder kodiert. Nun hat man in den einen Zweig den korrigierten Datenstrom. Jetzt braucht man das unkorrigierte Signal, was 19

20 durch Delay-Bauteil die Wartezeit des Viterbidekoders und des Faltungs-coders überbrückt. Beide verzweigte Datenströme kommen synchron in den Komperator (Vergleicher). Die Fehler (Unterschiede) werden gezählt. Abbildung 1.16: Schaltung zur Messung der Bitfehlerrate vor Viterbi "korrigiertes"signal wird vergleicht mit dem kodiertem Signal direkt vom Satelliten Es ergibt einen Wert Bitfehler pro übertragene Bit (BER). Inder Praxis liegt die Bitfehlerrate bei vor Reed-Solomon Hier werden die Fehler auch gezählt und im Verhältnis zu den übertragenen Bits gesetzt. Die Grenzbitfehlerratte liegt bei Wird diese Grenze überschritten bricht die Übertragung zusammen und der Bildschirm wird schwarz. Im Vergleich zum analogen Übertragung tauchen bei Störungen sogen. "Fische"auf. 3.nach Reed-Solomon Bei den Bitfehlern handelt es um die Fehler die nicht korrigiert werden konnten. Diese Fehler werden im Transportstrom-Header markiert. Bei geringen Fehlern werden diese im Bild verschleiert. Hier wird auch wieder Fehler pro übertragene Bit betrachtet. zusätzliche Informationen: Um kleine Fehler zu messen, z.b. ein Fehler in einer halben Stunde, wird eine sehr lange Messdauer benötigt. Jeder handelsübliche Sat-Receiver besitzt Chip zur Ermittlung der Fehlerrate vor dem Viterbidekoder, wahrscheinlich dargestellt als ein Balken, der gleichzusetzen ist mit der Signalqualität. 1.6 DVB-S2 und DVB-SH In der Zeit nach 1994 haben sich in Sachen Digitaler Satellitenausstrahlung weitere Entwicklungen ergeben. Vor Allem wurde in der Zwischenzeit mit DVB-DSNG ein neuer Standard fixiert der die Live-Übertragung von Fernsehbildern über Satellit an die Studios möglich macht. Hierbei wurden gleich zwei weitere Modulationsverfahren eingeführt: das 8PSK und das 16APSK 8, die gegenüber dem einfachen QPSK höhere Datenraten versprechen. Bei APSK handelt es sich nun um eine Kombination von Amplituden- und Phasenmodulation. 7 Digital Satellite News Gathering 8 Amplitude Phase Shift Keying 20