E l e k t r o n i k III

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1 Fachhochschule Südwestfalen Hochschule für Technik und Wirtschaft E l e k t r o n i k III Dr.-Ing. Arno Soennecken EEX European Energy Exchange AG Neumarkt Leipzig Vorlesung Operationsverstärker im WS 2003/04 Elektronik III Mob.: (+49)173/ Fax: (+49)341/ arno.soennecken@eex.de

2 10. Operationsverstärker Operationsverstärker (OV s) sind Gleichspannungsverstärker mit hoher Verstärkung (Spannungseingang; Spannungsausgang; meistens Differenzeingang) und relativ großer Bandbreite Schon vor Realisierung in integrierter Technik wurden OV s diskret in Analogrechnern eingesetz. Heutzutage Realisierung von OV s in integrierter Technologie mit besonders guten Daten (hohe Zuverlässigkeit, niedrige Kosten, kleine Offset- und Driftgrößen, kleine Abmessungen) Sein Verstärkungsfaktor (Differenzverstärkung) ist sehr groß; statisches und dynamisches Übertragungsverhalten von OV s wird von Beschaltungsnetzwerk weitgehend bestimmt Eigenschaften und Kenngrößen Ein invertierender und nicht invertierender Eingang Einen (unsymmetrischen) Ausgang Folie 2 (WS 2003/04)

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4 Meistens zwei Betriebsspannungen unterschiedl. Polarität erforderlich Ausgangsspannungen beliebiger Polarität bei OV-Schaltungen unterstellt man sehr häufig im ersten Ansatz einen idealen OV (i. Bedarfsfall außerdem verschiedene nichtideale OV-Eigenschaften relevant) Eigenschaften eines idealen OV s Unendliche Verstärkung (innere Verstärkung, Leerlaufverstärkung, offene Verstärkung, open loop gain) und Bandbreite: V =, B = Unendlich hohe Gleichtaktunterdrückung: CMRR = Unendlich hohen Differenz- und Gleichtakteingangswiderstand: r d =, r gl = Ausgangswiderstand Null: r a = 0 Vernachlässigbare Ruheströme, Offset- und Driftgrößen: U A = 0 für U D = 0 Rauschfreiheit Rückwirkungsfreiheit Folie 4 (WS 2003/04)

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7 10.2 Schaltungsstruktur von Operationsverstärkern: Folgende Forderungen an OV s: Möglichst groß: V, CMRR (common mode rejection ratio), B, S r, r d, r gl, Gleichtaktaussteuerbereich, max. Ausgangsstrom Möglichst klein: Fehlersignale (Eingangsruhestrom, Offsetgrößen, Drift, Rauschen) Je nach Anwendung Kompromisse bzw. unterschiedliche OV-Typen erforderlich OV s mit Bipolar-Eingangsstufen bei niedrigem Signalquellen-Innenwiderstand ( 50 kω) wegen ihrer kleinen Offsetspannungsdrift vorteilhaft OV s mit FET-Eingang bei hohem Signalquellen-Innenwiderstand (>> 50 kω) wegen ihrer kleinen Eingangsströme und sehr geringen Offsetstromdrift vorteilhaft Interessante Möglichkeiten z.b. durch programmierbare OV s (durch externe Beschaltung z.b. Veränderung der B) Blockschaltbild einer typischen OV-Schaltungsstruktur (s. Bild 11.13) Folie 7 (WS 2003/04)

8 Eingangsstufe: meistens Differenzverstärker mit kleinem Eingangsruhestrom, hohem Eingangswiderstand, niedriger Drift, guten dynamischen Daten, Möglichkeit zum Offsetabgleich des OV s (außen anschaltbares Potentiometer) Zweite Stufe: meist ebenfalls Differenzverstärker; Wirkung als Phasenaddierer (Übergang: symmetrisch unsymmetrisch) Weitere Stufen: hohe Spannungsverstärkung, Ansteuerung der Endstufe Endstufe: großer max. Ausgangsstrom, große Ausgangsspannung und niedriger Ausgangswiderstand; Komplementär-AB-Endstufe mit Schaltung zur Kurzschlußstrom-Begrenzung Folie 8 (WS 2003/04)

9 Häufig: Kombination von Bipolartransistoren und FET auf einem Chip Verbesserung der technischen Daten durch monolithische Fertigung von OV s; dennoch sind Eingangsoffsetspannungs- bzw. Eingangsstromdrift nicht vernachlässigbar klein Hochgenaue Verstärkung kleiner Gleichspannungen und -ströme: Einsatz von Modulationsverstärkern (Prinzip: Gleichgrößeneingangssignal Wechselspannung driftfreie Verstärkung phasenrichtige Umwandlung in Gleichspannung) oder Verstärker mit Driftkorrektur Nachfolgend einige Schaltungsbeispiele von einsetzbaren OV s: OV µa 741: Eingangsdifferenzverstärker: komplementär-kaskode-stufe mit npn-transistoren hoher Stromverstärkung (T 1, T 2 ) und Lateral-pnp-Transistoren geringer Stromverstärkung (T 3, T 4 ); Verstärkung hoher Frequenzen (keine große Miller-Kapazität); Verhinderung der Rückwirkungen des Ausgangskreises auf den Eingang; als Konstantstromquelle wirkende Stromspiegelschaltung (T 8, Folie 9 (WS 2003/04)

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11 T 9 ); phasenaddierende Schaltung (T 5, T 6, T 7 ) bildet (aktiven) Arbeitswiderstand volle Kollektorstromdifferenz wirkt auf T 16 (keine Gleichtaktaussteuerung) Zweite Stufe: Darlington-Schaltung mit hohem Eingangswiderstand (T 16, T 17 ); Konstantstromquelle als aktive Last (T 13 ); Pegelanpassung über U BE -Vervielfacher (T 18, R 6, R 7 ) Komplementär-AB-Endstufe (T 14, T 20 ) mit Kurzschlußstrom-Begrenzung (T 15, T 19, R 10, R 11 ) Ruhestromeinstellung mittels R 5, interne Frequenzgangkompensation mittels C 1 Andere OV-Beispiele: Hoher Eingangswiderstand, geringere Leistungsaufnahme, gute Verstärkung, geringer Chipflächenbedarf, reduzierte Betriebsspannungen... Folie 11 (WS 2003/04)

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15 10.3 OV s-eingangsstufe: Differenzverstärker Ausgangsspannung ist proportional zur Differenzspannung zw. den Eingangsklemmen, Gleichtaktspannungen, die an Eingängen mit gleicher Amplitude und Phasenlage wirken, werden vom idealen Differenzverstärker nicht verstärkt Differenz- und Gleichtakteingangsspannung: U d = U e1 - U e2 (Differenzeingangsspannung) U gl = U e1 + U e2 2 Reine Differenzverstärkung (Annahme: U d = U e1 = - U e2 ; U gl = 0; symmetrische Schaltung Emitterpotential bleibt konst.; Ansteuerung mit Signalamplitude U d /2) V ds = U a2 - U a1 U d = U ad U d (Gleichtakteingangsspannung) Folie 15 (WS 2003/04)

16 Folie 16 (WS 2003/04)

17 Reine Gleichtaktverstärkung (Annahme: U d = U gl = U e1 = U e2 ; symmetrische Schaltung Kollektor-, Emitter- und Basisströme beider Transistoren stimmen überein; symmetrische Hälften; Emitterpotential der Transistoren gleich Verbindungsleitung zw. Emittern weglassen) V gl = U a2 U gl Gleichtaktverstärkung wird um so kleiner, je größer der Gegenkopplungswiderstand 2 R E Gleichtaktunterdrückung: Quotient beider Verstärkungsfaktoren (common mode rejection ratio) CMRR = V ds V gl (... Ergebnisse der Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung) (... in db) hohe Gleichtaktunterdrückung erwünscht: große Werte R E (Tab 4.1); Realisierung durch Transistor: Stromquelle mit hohem differentiellem Innenwiderstand und kleinem Gleichspannungsabfall; db; weitere Erhöhung durch Kettenschaltung mehrerer Differenzverstärker Folie 17 (WS 2003/04)

18 Folie 18 (WS 2003/04)

19 Elektronik I Exkurs: Ermittlung der Spannungsverstärkung bei Emitterschaltung (V gl = U a2 /U gl ): I b 2 B C 1 Maschenumlauf: U gl E 1 r be β I b Ua2 R C 2R E U gl = I B r be + (I B + β I B ) 2R E U gl = I B ( r be + (1 + β) 2R E ) 2 Knoten: β I B + U a2 R = 0 C U a2 I B = - β R C Folie 19 (WS 2003/04)

20 Elektronik I Einsetzen von I b in U gl -Beziehung: U gl = - U a2 U gl = U a2 ( r ) β R be + (1 + β) 2R E C - β R C r be + (1 + β) 2R E β - R C 2R E (s. Tab 4.1) Inwieweit läßt sich bei großen ß die Spannungsverstärkung der Emitterschaltung beeinflußen? Emitterschaltung: wichtigste der drei Bipolargrundschaltungen: Realisierung der höchsten Leistungsverstärkung, relativ günstige Eingangsund Ausgangswiderstände direkte Hintereinanderschaltung mehrerer Stufen (hohe Verstärkung!) Folie 20 (WS 2003/04)

21 Folie 21 (WS 2003/04)

22 Weitere Charakteristika (s. Tab 4.1) Übertragungskennlinie: statische Übertragungskennlinie I C = f (U e1 -U e2 ); wie groß ist der lineare Aussteuerbereich? Strom-Spannungs-Kennlinie von T 1 und T 2 in aktivem Betriebsbereich für exp(u BE /U T ) >> 1: I C1 I E1 = I ES1 exp U BE1 U T Gleiche Kennlinien, gleiche Temperaturen: I C2 I E2 = I ES exp U BE2 U T, I ES1 = I ES2 = I ES bei Differenzaussteuerung bleibt der Strom durch R E konst.: I Eges = I E1 + I E2 ; Einsetzen von I E2 : I Eges = I E1 + I ES exp U BE2 U T Folie 22 (WS 2003/04)

23 aus I E1 : in I Eges : I C1 I E1 = I ES I ES = I Eges = I E1 + I C1 exp U BE1 U T exp U BE1 U T I C1 exp U exp U BE2 BE1 U U T T I Eges = I C exp U BE1 - U BE2 U T I Eges = I C1 1 + exp - (U BE1 - U BE2 ) I Eges U T I C1 = 1 + exp - (U BE1 - U BE2 ) U T Folie 23 (WS 2003/04)

24 Analog: I E2 I C2 U BE1 und U BE2 vertauschen; max. Steilheit der Übertragungskennlinie bei U d = 0: di C1 d(u e1 - U e2 ) = I Eges 4 U T je größer I Eges, desto größer die Differenzverstärkung (wachsende Verlustleistung) Linearer Aussteuerbereich: -U T < U d < U T (U T 30 mv) Differenzverstärker wirkt als Begrenzer für Eingangsspannungen : U d > 4 U T Folie 24 (WS 2003/04)

25 Folie 25 (WS 2003/04)

26 Folie 26 (WS 2003/04)

27 10.4 Einfluß und Kompensation von Offset-, Drift- und Rugegrößen wichtigste Fehlerquellen bei Verstärkung kleiner Gleichspannungen und -ströme beim OV: Eingangsoffsetspannung U F : diejenige Spannung, die zwischen die Eingangsklemmen gelegt werden muß, damit U a = 0 wird; typische Werte: mv; Ursache (U F : unvermeidbare Unsymmetrien im OV) Die Eingangsruheströme I P, I N : der beiden Eingänge vom OV ( U a = 0); in Datenblättern auch als Eingangsruhestrom I B = ½ (I P + I N ) angegeben; typische Werte: 100 pa na; Ursache für I P und I N : beim OV mit Bipolareingangsstufe: Basisruheströme der beiden Eingangstransistoren Der Eingangsoffsetstrom I F = I P - I N : Differenz der beiden Eingangsströme für U a = 0; typische Werte: 10 pa na; Die Temperatur-, Betriebsspannungs- und Langzeitdriften dieser genannten Größen s.bild zu Offset- und Ruhegrößen Folie 27 (WS 2003/04)

28 Bild 11.7: Ersatzschaltbild zur Berücksichtigung des Einflusses der Offset- und Ruhegrößen U F, I P und I N Folie 28 (WS 2003/04)

29 Driftanteile ( U F, I P, I N ): U F = U F0 + U F I P = I P0 + I P I N = I N0 + I N I F = I F0 + I F = I P -I N U AF = U AF0 + U AF Wichtigste Driftgrößen: Offsetspannungsdrift U F : U F = δu F δt T + δu F δt t + δu F δ U U CC CC Offsetstromdrift I F : I F = δi F δt T + δi F δt t + δi F δ U U CC CC (Eingangsoffsetstrom) (Ausgangsoffsetspannung überlagert eigentliche Ausgangssignalspannung) Folie 29 (WS 2003/04)

30 (z.b. Temperaturdrift bei Offsetspannung: µv/k; zugehörige Langzeitdrift: 10 µv...1 mv/d; zugehörige Betriebsspannungsdrift: µv/v) Einfluß der Eingangsruheströme und der Eingangsoffsetspannung I P und I N erzeugen an Widerständen des Eingangskreises (s. Bild 11.7) Spannungsabfälle zusätzlich störende Differenzeingangsspannung Schaltungsstruktur (Bild 11.7): nachfolgende Betrachtung trifft für invertierende und nichtinvertierende OV zu; Ausgangsoffsetspannung: U AF = U AF0 + U AF = U F 1 + R F R + R R 2 F I N - I P 1 R 1 R F (idealer OV mit U F 0, I P 0, I N 0) Einfluß von I N und I P läßt sich weitestgehend kompensieren: Fall I P = I N (s.o.): R 2 = R 1 R F (s.b.: Bild ) bei realen OV s: I P und I N unterscheiden sich kaum Einführung des Eingangsoffsetstromes I F = I P -I N (<< I P,I N ) Folie 30 (WS 2003/04)

31 Mit R 2 = R 1 R F gilt dann: U AF = U AF0 + U AF = U F 1 + R F R 1 - I F R F zugehörige Drift: U AF = U F 1 + R F R 1 - I F R F Anteil U AF0 der Ausgangsoffsetspannung läßt sich durch Offsetkompensation (Bild 11.8) eliminieren. Driftanteile lassen sich durch einfachen Abgleich nicht beseitigen. Varianten der Offsetkompensation: Bild 11.8 a) & b): in diesen Fällen führt man den OV-Eingang kleine Gleichspannung mit geeigneter Polarität zu, so daß Ausgangsoffsetspannung zu Null wird Folie 31 (WS 2003/04)

32 Folie 32 (WS 2003/04)

33 Folie 33 (WS 2003/04)

34 Bild 11.8: Schaltungen zur Offsetkompensation (Dimensionierungsbeispiele) a) bei invertierenden Schaltungen; b) bei nichtinvertierenden Schaltungen; c) Kompensation durch Einspeisen eines Stroms in den Anschluß zur Frequenzgangkompensation beimtyp A 109 Folie 34 (WS 2003/04)

35 Bild 11.8 c): Falls Eingangsklemmen frei bleiben sollen, speist man z.b. einen Kompensationsstrom in eine separate herausgeführten Anschluß ein (hochohmige Einspeisung verhindert zu starke Reduzierung der Leerlaufverstärkung vom OV) OV s zur Verstärkung sehr kleiner Gleichspannungen müssen eine möglichst kleine Offsetspannungsdrift aufweisen; OV s zur Verstärkung sehr kleiner Gleichströme müssen eine kleine Offsetstromdrift (bzw. Ruhestromdrift) aufweisen Folie 35 (WS 2003/04)

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37 Folie 37 (WS 2003/04)