1. Grundlagen Transistor:

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1 Transistor 1

2 1. Grundlagen Transistor: ein elektronisches Bauelement zum Schalten und Verstärken von elektrischen Signalen Wichtigster aktiver Bestandteil elektronischer Schaltungen, welche beispielsweise in der Nachrichtentechnik, der Leistungselektronik und in Computersystemen eingesetzt werden Besondere Bedeutung haben Transistoren in integrierten Schaltkreisen (Core i7) 2

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4 Entwicklung 1925 erste Patente zum Prinzip des Transistors von Julius Edgar Lilienfeld, entspricht dem heutigen Feldeffekttransistor, damals technische Realisierung noch nicht möglich 1934 konstruierte und patentierte der deutsche Physiker Oskar Heil den ersten Feldeffekttransistor, bei dem es sich um einen Halbleiter-FET mit isoliertem Gate handelt 1942 Herbert Mataré (Telefunken) erfand die von ihm so genannten Duodiode Grundidee für die später folgenden Spitzentransistoren 23. Dezember 1947 erster funktionierender Bipolartransistor von W. Shockley, J. Bardeen und W. Brattain 4

5 Arten 5

6 2. Aufbau und Wirkungsweise N-Leiter P-Leiter Kollektor (C, collector) Basis (B, base) Emitter (E, emitter) 6

7 Bipolartransistor: Kombination aus drei abwechselnden p- und n-dotierten Halbleiterschichten (npn bzw. pnp) diese entgegengesetzt geschalteten p-n-übergänge müssen nahe beieinanderliegen, um die Transistorfunktion zu realisieren die Basis ist besonders dünn und liegt zwischen Kollektor und Emitter Kollektor- und Emittergebiet sind unterschiedlich stark dotiert. Dieser asymmetrische Aufbau bewirkt ein unterschiedliches Verhalten im Normalund Inversbetrieb Schematischer Aufbau eines npn-dotierten Bipolartransistors in Epitaxial-Planar-Technik 7

8 Gesperrter npn-transistor npn-transistor Leitender npn-transistor 8

9 9

10 Ströme und Spannungen am npn-transistor 10

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12 3. Grundschaltungen 12

13 4. Kennlinien 13

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16 Stromverstärkung B 16

17 5. Dimensionierung einfacher Verstärkerstufen 5.1 Arbeitspunkt festlegen Arbeitspunkt: Schaltbetrieb: Transistor gesperrt, (Schalter offen) Transistor leitend, (Schalter geschlossen) Verstärkerbetrieb: Arbeitspunkt auf etwa U b /2 festlegen (1) Betriebsspannung und (5) Kurzschlussstrom I k =U b /R c Arbeitsgerade (2) IB<0 Sperrbereich, (3), (4) Übersteuerungsbereich 17

18 5.2 Arbeitspunkteinstellung mit Basisvorwiderstand U b = 20 V I c = 9 ma Arbeitspunkt bei U CE = 10 V festlegen Maschengleichung zur Bestimmung von Rc: 0=I c R c +U CE -U b R U U I C 20V 10V 9mA b CE = = = 1111Ω C RC gewählt E24-Reihe 1,1kΩ 18

19 Arbeitsgerade einzeichnen und I B bzw. U BE ablesen Ub 20V Ik = = = 18, 18mA R 1,1 kω c 19

20 R v wiederum aus Maschengleichung berechnen: 20V 0,72V = = 714, kω 27µA RV 1 B = I I CA BA 9mA = = µA 0=I B R v +U BE -U b R V = U b U I B BE gewählt 680 kω oder 750 kω? besser für Rv Trimmer mit R=1MΩ! 20

21 Wechselspannung an Eingang legen u 1 (t) u 2 (t) 21

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23 Übersteuerung Falscher Arbeitspunkt 23

24 5.4 Arbeitspunktstabilisierung mit Emitterwiderstand Problem: bei Erwärmung ändert sich der Arbeitspunkt, damit ändert sich auch U BE Abhilfe: Festhalten von U BE mittels Spannungsteiler Weitere Abhilfe: Regelung der Gleichspannung im Arbeitspunkt mit Emitterwiderstand R E Wirkung der Regelung: Annahme: ϑ I c U RE es gilt Maschengleichung U 2 = U BE + U RE U 2 über Spannungsteiler eingeprägt, somit gilt U BE I B I c U RE in Praxis ca. 0,1 * U b 26

25 Berechnung der Stufe mit obigen Werten: U b = 20 V I c = 9 ma I B = 27 µa U BE = 0,72 V U RE = 1 V R U U I U b CE RE = = kω C 1 I q = 5 * I B C R 2 U BE + U RE = = 12, 7kΩ 5 I B C E verhindert Gegenkopplung bei Wechselgrößen, sonst würde Verstärkung zurückgehen! R 1 U U I q b BE RE = = 112, 8kΩ + I B U 27

26 6. Verlustleistung In einem Transistor wird während des Betriebes elektrische Energie in Wärme umgesetzt. Der Transistor wird dadurch erwärmt. Grundsätzlich unterscheidet man eine Kollektor-Emitter-Verlustleistung und eine Basis-Emitter-Verlustleistung. Für die Gesamtverlustleistung Ptot gilt: 28

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29 7. Operationsverstärker Kenngröße Idealer Operationsverstärker Realer Operationsverstärker Verstärkungsfaktor V unendlich ca Eingangswiderstand R e unendlich Ω 1 ΜΩ bis 1000 MΩ Untere Grenzfrequenz f min 0 Hz 0 Hz Unitity-Gain-Frequenz-Bandbreite unendlich Hz > 100 MHz Gleichtaktverstärkung V Gl 0 ca. 0,2 Gleichtaktunterdrückung G unendlich ca Rausch-Ausgangsspannung U rausch 0 V ca. 3 µv 31

30 7.1 Invertierender Verstärker Verstärkung v sehr groß, damit U NP extrem klein, Somit Punkt S immer nahe dem Nullpotential (0 V), Der Punkt S wird als virtueller Nullpunkt bezeichnet Verstärkungsfaktor v U v u = u u a e = R R

31 7.2 Nichtinvertierender Verstärker Verstärkungsfaktor v u v u = u u a e = R + R R

32 7.3 Sensoren in Brückenschaltung Ziel: Anzeige in C, Bereich: C, 100 C 100µA Verstärkung des OPV: v u = R R 5 110kΩ 10kΩ 6 = = 11 Einstellbereich U - (R 1 ): R4 U = U B R + R + R U = 3,06V...2, 54V 1 (R 1 =0 Ω R 1 =10 kω) 2 4 Einstellbereich U + (AD590): U + = I a R 3 U = 2,18V...4, 23V + (T=218K T=423 K)

33 bei 0 C 2,73V an R 3 mit R1 Brücke abgleichen (2,73V an R 4 ) AD590 liefert bei 100 C (373 K) 373 µa Entspricht 3,73 V an R 3, Differenz U R4 -U R3 = -1V Verstärkung von -11 mit OPV an Ausgang OPV bei 100 C 11V Ua 11V I = = = 100µA R + R 110kΩ 7 8 Mit R 7 Nullpunktfehler beseitigen U + = I a R 3 35

34 8. Signalaufbereitung 8.1 Komparator Am Ausgang des Komparators steht ein Signal zur Verfügung, das anzeigt, welche der Eingangsspannungen höher ist. Wenn die Spannung am positiven, nicht-invertierenden Eingang höher ist als die Spannung am negativen, invertierenden Eingang, so nähert sich die Ausgangsspannung der positiven Versorgungsspannung. Bei umgekehrten Verhältnissen geht die Ausgangsspannung gegen die negative Versorgungsspannung 36

35 8.2 Schmitt-Trigger 1934 von Otto Schmitt erfunden elektronische Komparator-Schaltung, bei der die Ein- bzw. Ausschaltschwellen nicht zusammenfallen, sondern um eine bestimmte Spannung, die Schalthysterese, gegeneinander versetzt sind Anwendung: Erzeugung binärer Signale oder Gewinnung eindeutiger Schaltzustände aus analogem Eingangssignalverlauf Referenzspannung Ausgangssignal eines Komparators (A) im Vergleich zum Ausgangssignal eines Schmitt- Triggers (B). 37

36 Anwendung: C-MOS

37 9. Rechteckgenerator mit IC NE555 Parameter Wert Versorgungsspannung (V CC ) 4,5 15 V Versorgungsstrom (V CC = +5 V) 3 6 ma Versorgungsstrom (V CC = +15 V) ma Maximaler Ausgangsstrom 200 ma Maximale Verlustleistung 600 mw Minimale Leistungsaufnahme 30 mw (bei 5 V), 225 mw (bei 15 V) Betriebstemperatur 0 70 C 40

38 Spannungsteiler aus drei identischen Widerständen, liefert Referenzspannungen 1/3 VCC und 2/3 VCC Pin Control Voltage (5) (grün) Zwei Komparatoren sind jeweils mit einer der Referenzspannungen verbunden, während die beiden anderen Eingänge direkt auf die Anschlüsse Trigger bzw. Threshold geführt sind (gelb und orange) Flipflop speichert den Zustand des Timers und wird über die beiden Komparatoren angesteuert, über RESET zurücksetzbar (lila) Am Ausgang /Q des Flipflops folgt eine Treiberstufe, die mit bis zu 200 ma belastet werden kann. (rosa) Parallel zur Treiberstufe ist ein Transistor angeschlossen, dessen Kollektor am Anschluss Discharge liegt. Dieser Transistor ist immer dann durchgeschaltet, wenn der Ausgang /Q des Flip-Flop H-Pegel hat (hellblau) 41

39 R1, R2 und C1 bestimmen die Schwingfrequenz dieser Schaltung Kondensator C2 unterdrückt ungewollte HF-Schwingungen Halbleiterdiode D ist optional und sorgt dafür, dass ein Impuls-Pausen- Verhältnis von 1:1 einstellbar ist (wenn R1=R2). Stützkondensator von ca. 100 nf für die Versorgungsspannung direkt am Timer (hier nicht dargestellt) 42

40 Im Einschaltmoment Kondensator C1 entladen Trigger-Eingang des NE555 (Pin 2) auf GND erster Taktimpuls wird gestartet C1 beginnt sich über R1 und R2 aufzuladen Sobald an C1 2/3 von +V CC anliegt, wird das interne RS-Flip-Flop zurückgesetzt Taktimpuls am Ausgang (Pin 3) fällt ab /Q des Flip-Flop hat H-Pegel, Discharge-Transistor (Pin 7) ist geöffnet C1 entlädt sich über den Widerstand R2 und den Discharge-Transistor (Pin 7) wenn an C1 eine Spannung von 1/3 +V CC anliegt, dann beginnt der Taktzyklus von vorn, weil dann der Flip-Flop wieder gesetzt wird 43

41 Berechnung der Impulsdauer t i und Pausendauer t p Impulsdauer t i entspricht der Ladezeit von C 1 über R 1 und R 2 Impulspause t p entspricht der Entladezeit von C 1 über R 2 t i = 0,69*( R + C 1 R2 )* 1 t p = 0,69* R C 2 * 1 aus obigen Formeln geht hervor, dass der Impuls immer länger ist als die Pause Abhilfe: R 1 << R 2, fast symmetrische Verhältnisse Berechnung der Periodendauer T T t i + t p = T = 0,69*( R1 + 2* R2 ) * C1 Berechnung der Impulsdauer t i und Pausendauer t p mit Diode R2 durch Diode überbrückt! t 0,69* R C i = t p = 0,69* R2 * C1 1 * Berechnung der Periodendauer T mit Diode T = 0,69*( R + C 1 1 R2 ) * 1 f = 1 T 44

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