Hochfrequenz-Aufbautechnik auf Leiterplatten

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1 Diplomarbeit Hochfrequenz-Aufbautechnik auf Leiterplatten Ausgeführt zum Zwecke der Erlangung des akademischen Grades eines Diplom-Ingenieurs unter Leitung von Herbert Knapp und Arpad L. Scholtz E389 Institut für Nachrichtentechnik und Hochfrequenztechnik eingereicht an der Technischen Universität Wien Fakultät für Elektrotechnik von Senada VEJSILOVIC Servitengasse 3, 1090 Wien Wien, im Oktober 1999

2 Zusammenfassung Ziel der vorliegenden Arbeit ist die Untersuchung, inwieweit das Substratmaterial ROGERS RO4003 geeignet ist, Keramik-Substrate als Träger von monolithisch integrierten HF-Schaltungen zu ersetzen. Das Substratmaterial ROGERS RO4003 ist ein kupferkaschierter Kunststoff (glasfaserverstärktes Kohlenwasserstoff-Keramik-Laminat), und ist bei weitem billiger und leichter zu bearbeiten als die bis jetzt üblichen Keramik-Substrate. Insbesondere können damit HF-Substrate durch Herausfräsen der Leiterbahnen mit kleinen rechnergesteuerten Fräsmaschinen im Laboratorium schnell hergestellt werden. Zur Beurteilung der Eignung wurden verschiedene HF-Leitungselemente, die für die Signal- Zu- und- Ableitungen nötig sind, in unterschiedlichen Formen simuliert, hergestellt und ausgemessen und ihre jeweilige Eignung diskutiert. Die Leitungsformen umfassen Mikrostreifenleitungen, koplanare Leitungen und,,grounded coplanar -Leitungen. Um präzise 50 Ω-Leitungen herstellen zu können verbleibt letzlich die Mikrostreifenleitung. Die Übergänge nach außen werden durch Präzisionsverbinder für Mikrowellen- Anwendungen bis 18 GHz in drei unterschiedlichen Typen sowie verschiedenen Montageformen, waagrecht und senkrecht angelötete Pins, teilweise und vollständig angelötete Masse, hergestellt. Zur Charakterisierung wurden die üblichen Methoden der Hochfrequenztechnik,,,time domain reflectometry TDR, sowie Messung der S-Parameter bis 20 GHz verwendet. Wichtige Ergebnisse sind: Die,,grounded coplanar -Leitungen sind aufgrund der Anregung parasitärer Moden schlecht geeignet. Der Übergang von der Buchse auf die Streifenleitung kann durch Einfügen eines verengten Leitungsabschnitts verbessert werden. Bei optimiertem Übergang von der Buchse auf die Mikrostreifenleitung ist die Dämpfung 0.2 db bis 6 GHz und 2 db bei 20 GHz. 1 1 Gemessen an einer Leitung mit 40 mm Länge und koaxialen Anschlüssen 1

3 Das Substratmaterial RO4003 ist deshalb in den Bereichen bis zu 6 GHz für den Aufbau von rauscharmen Verstärkern und bis 20 GHz für den Aufbau von digitalen Schaltungen geeignet. Im Vergleich dazu beträgt die Dämpfung von Keramik- Substraten 1 db bei 20 GHz. Aus der Kombination der geeignetesten Leitungs- und Verbindungsformen ist daher bis zu Frequenzen von 20 GHz ein ausreichender Ersatz für Keramik- Substrate gegeben. 2

4 Inhaltsverzeichnis Einleitung 4 1 Eigenschaften des gewählten Substratmaterials 6 2 Mikrowellen-Leitungen auf Leiterplatten 9 3 Leitungsformen für die Evaluation Meßobjekte Meßmethoden Meßergebnisse Zeitbereich(TD) Frequenzbereich(FD) Auswahl der geeigneten Leitungsform und Anschlußtechnik Übergänge, Diskontinuitäten 35 6 Anwendungsbeispiel 47 Schlußfolgerungen 52 Literaturverzeichnis 54 3

5 Einleitung Hochfrequenz-Schaltungen werden auf isolierenden Trägerplatten aufgebaut, deren Eigenschaften das Gesamtverhalten der Schaltungen wesentlich beeinflussen können. Dies gilt nicht nur für hybride Schaltungen, sondern auch für vollständig monolithisch integrierte Schaltungen und alle Zwischenstufen ( Multi Chip Modules, Systems on Packages ). Die Trägerplatte, das Substrat, trägt die Leitungen und eventuell auch andere Bauelemente wie Filter, Abblockkondensatoren, Koppler, Teiler etc. Die Eigenschaften des Substrats sind bestimmend für die Verluste an Eingangs- und Ausgangssignalen durch Dämpfung, unerwünschte Kopplungen etc. Die Meßergebnisse wie auch das Verhalten einer HF-Schaltung in der Anwendung hängen deswegen wesentlich vom HF-Substrat ab. Gängige Substrate bis zu höchsten Frequenzen sind Keramiken mit Goldleiterbahnen, die mit hoher Präzision aber dementsprechendem Aufwand herstellbar sind. Es besteht daher der permanente Wunsch Alternativen zu finden, die mit vergleichsweise geringem Aufwand und vertretbaren Einbußen in elektrischen und mechanischen Kenndaten bei niedrigeren Frequenzen benützt werden können. Dies ist der Beweggrund dieser Diplomarbeit, die ein in der Fachpresse häufig angepriesenes Substrat auf seine Eignungsbereiche und wirklichen Eigenschaften untersuchen soll. Im ersten Kapitel werden die wichtigsten Materialdaten des gewählten Substrates ROGERS RO4003, wie vom Hersteller angegeben vorgestellt und die möglichen Vorteile gegenüber bisher verwendeten Substraten. Das kupferkaschierte Substrat läßt eine Reihe von Leitungsformen für Mikrowellen-Frequenzen zu. Die verschiedenen Leitungsformen werden im zweiten Kapitel in Übersichtsform vorgestellt und die für die experimentellen Untersuchungen bestgeeigneten ausgewählt. An Hand von Simulationen werden die zu erwartenden Eigenschaften, Wellenwiderstand einer 50-Ω-Leitung bei Frequenzen bis 18 GHz, die zu erwartenden Dämpfungen für Mikrostreifenleitung und Koplanarleitung angegeben. Im dritten Kapitel werden schließlich die aus der Übersicht in Kapitel 2 ausgewählten Leitungsformen in die konkreten Evaluierungsobjekte umgesetzt. Das beinhaltet die Dimensionierung der Leitungsstücke, sowie Auswahl und Montageform der Übergänge auf Koaxialleitungen. Die Meßmethodik, TDR und Netzwerkanalyse durch Messung der Streuparameter, wird ebenfalls im dritten Kapitel kurz vorgestellt. Das vierte Kapitel ist den Meßergebnissen gewidmet. Die TDR-Analysen ge- 4

6 INHALTSVERZEICHNIS 5 ben Aufschluß über die Stoßstellen an den Übergängen und lassen deutliche Unterscheidungen der verschiedenen Montageformen der Koaxialanschlüsse erkennen. Durch S-Parameter-Messungen bis zu 20 GHz werden aus den unterschiedlichen Leitungs- und Anschlußkombinationen die vorteilhaftesten Lösungen sichtbar. Die Optimierung der Übergänge von den Mikrowellenleitungen auf die Koaxial- Anschlüsse ist im fünfte Kapitel ausführlich behandelt, ebenso die Ausformung von Richtungsänderungen der Mikrowellenleitung bei minimalen Diskontinuitäten.

7 Kapitel 1 Eigenschaften des gewählten Substratmaterials Substrate sind dielektrische Trägerplatten, auf denen sich die Leitungen und die Bauelemente, die die Schaltung bilden, befinden. Die wichtigsten Kenndaten, die ein Substrat charakterisieren, sind: die Dielektrizitätszahl ɛ r der dielektrische Verlustfaktor tan δ und die Substratdicke. Bei der Auswahl von Substraten muß eine Vielzahl von elektrischen, mechanischen und thermischen Kriterien beachtet werden, sowie die Kosten und die Bearbeitbarkeit. Es gibt kein Substratmaterial mit idealen Eigenschaften. RO4003 ist ein kupferkaschiertes Substrat-Material für HF-Anwendungen. Die dielektrischen Werte entsprechen denen von PTFE- Glasgewebematerial. Dieses Material hat niedrige dielektrische Verluste, niedrige Dielektrizitätszahl ɛ r und die dielektrische Zahl ist in einem großen Frequenzbereich konstant. Die wichtigsten Hersteller-Angaben von diesem Substrat sind: Dielektrizitätszahl und Streuung bei 10 GHz und 23 C Dielektrischer Verlustfaktor bei 10 GHz und 23 C Temp. Koeffizient von ɛ r ( ɛ r /ɛ r T) von -100 C bis 250 C Grenztemperatur Wärmeausdehnungskoeffizient von -55 Cbis 288 C 3.38± ppm/ C 280 C X-Achse 11 ppm/ C Y-Achse 14 ppm/ C Z-Achse 46 ppm/ C 6

8 KAPITEL 1. EIGENSCHAFTEN DES GEWÄHLTEN SUBSTRATMATERIALS7 RO4003 wird in Dicken von 0,20 mm /0,51 mm / 0,81 mm und 1,52 mm produziert. Die obere Frequenzgrenze, bis zu der das Substrat verwendet werden kann, hängt sehr stark von der Anwendung ab und wird durch die Art der verwendeten Leitungen, die Größe und der Funktion der Schaltung, sowie vom des verwendeten Leistungsniveaus bestimmt. Was dieses Substrat von anderen besonders unterscheidet ist, daß zur Bearbeitung die gleichen Methoden wie bei EPOXY verwendet werden können, was sehr wichtig für die Produktion ist. Es ist keine Vorbehandlung der Bohrlöcher bei der Durchkontaktierung notwendig. Das Anwendungsspektrum des Substrates ist sehr breit. Abbildung 1.1: Normierte Dielektrizitätszahl in Abhängigkeit von der Temperatur (laut Herstellerangaben) In der Abbildung 1.1 ist die Temperaturabhängigkeit der Dielektrizitätszahl von zwei ROGERS-Substraten und Polytetraflouroethylene-PTFE dargestellt [Rogers Corpo 99]. Die Dielektrizitätszahl von ROGERS-Substraten nimmt mit steigender Temperatur langsam zu, während bei PTFE die Dielektrizitätszahl sinkt. Das Substrat RO4003 ist für temperaturempfindliche Anwendungen wie VCOs, Filter und Oszillatoren geeignet.

9 KAPITEL 1. EIGENSCHAFTEN DES GEWÄHLTEN SUBSTRATMATERIALS8 Abbildung 1.2: Normierte Dielektrizitätszahl in Abhängigkeit von der Frequenz (laut Herstellerangaben) In der Abbildung 1.2 ist die Frequenzabhängigkeit von zwei ROGERS-Substraten und Epoxy dargestellt [Rogers Corpo 99]. Beide ROGERS-Substrate zeigen einen ziemlich konstanten Verlauf der Dielektrizitätszahl im ganzen betrachteten Bereich, während sich bei Epoxy-FR4, besonders im Bereich niedriger Frequenzen, die Dielektrizitätszahl schnell ändert. Aus der Abbildung 1.3 sieht man, daß die Dämpfung des Substrats RO4003 ähnlich ist wie die von PTFE [Rogers Corpo 99]. Abbildung 1.3: Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz (laut Herstellerangaben)

10 Kapitel 2 Mikrowellen-Leitungen auf Leiterplatten Streifenleitungen in ihren verschiedenen Bauformen sind im Mikrowellenbereich sowie bei schnellen Digitalschaltungen die überwiegend benutzten Leitungstypen. Diese Leitungen entsprechen den Leiterbahnzügen in gedruckten Schaltungen. Da bei hohen Frequenzen die Energieübertragung hauptsächlich im Dielektrikum erfolgt, sind die Eigenschaften des Leiters zusammen mit dem Dielektrikum wichtig (Wellenwiderstand, Ausbreitungsgeschwindigkeit). Mit den verschiedenen Streifenleitungsbauformen lassen sich in einfacher Weise integrierte Mikrowellenschaltungen herstellen. Dabei können Filter, Richtkoppler, Transformatoren, Zirkulatoren und ähnliche passive Elemente aus entsprechend dimensionierten Streifenleitungen auf einem isolierenden Substrat als Trägerplatte aufgebaut werden. In der Digitaltechnik dienen Streifenleitungen im wesentlichen zum wellenwiderstandsrichtigen Verbinden von Logikschaltkreisen auf Leiterplatten untereinander. Wegen der vielen benötigten Leitungen werden oft mehrere Leitungsebenen übereinander benutzt (,,Multilayerplatinen ) [Zinke 86]. Die verschiedenen Bauarten von Streifenleitungen sind in Abbildung 2.1 dargestellt [Nibler 84]. Detaillierte Informationen und eine Klassifikation der Streifenleitungen kann man bei [Hoffmann 83] finden. Im Folgenden wird kurz näher auf die einzelnen Typen eingegangen. Die Mikrostreifenleitung (Abb. 2.1.a) ist eine unsymmetrische, offene Streifenleitung und ist der am häufigsten verwendete Leitungstyp in integrierten Mikrowellenschaltungen. Die Signalleitung und die Massenfläche liegen nicht in der gleichen Ebene. Bei den üblicherweise benutzten Substraten verläuft der überwiegende Teil der elektrischen Feldlinien im Substrat. Je größer die Dielektrizitätszahl des Substrates ist, desto mehr wird das Gesamtfeld in das Innere des Dielektrikums gezogen und die Führungseigenschaft des Leiters verbessert [Nibler 84]. Für die Analyse von Mikrostreifenleitungen ist es wichtig, den frequenzabhängigen Wellenwiderstand und die Dämpfung zu kennen. In den Abbildungen 2.2 und 2.3 sind die Simulationsergebnisse mit dem Programm T-LINE [Eagleware Co 99] dargestellt. 9

11 KAPITEL 2. MIKROWELLEN-LEITUNGEN AUF LEITERPLATTEN 10 Abbildung 2.1: Streifenleitertypen, h ist die Höhe des Substrates, w ist die Leiterbreite, s ist die Schlitzbreite, ɛ r ist die relative Dielektrizitätszahl. Der Betriebsfrequenzbereich der Mikrostreifenleitung wird durch die obere Grenzfrequenz f g bestimmt [Meinke 92], c 0 f g = 4h (2.1) ɛ r 1 (c 0 -die Lichtgeschwindigkeit). In diesem Frequenzbereich sind nur TM 0 - Wellen ausbreitungsfähig. Ab dieser Frequenz entstehen Oberflächenwellen. Sie werden besonders bei breiten Leiterbahnen und großen Substratdicken angeregt. An jeder Leitungsdiskontinuität können höheren Wellentypen angeregt werden. Die Dämpfung höherer Moden ist größer als die Dämpfung des Grundmodus. Der Wellenwiderstand Z L der Mikrostreifenleitung für breite Leitungen (w/h>1) mit sehr dünnen, verlustarmen Leiterbahnen kann berechnet werden nach [Zinke 86]: 188, 3/ ɛ r Z L = w 2h +0, ɛ r +1 2πɛ [ln( w r h +0.94) + 1, 451] + 0, 082(ɛ, (2.2) r 1) 2 ɛ r für schmale Leitungen (w/h<1) gilt Z L = 60 ɛr +1 2 [ln 8h w w h ɛ r 1 0, 241 (0, )]. (2.3) ɛ r +1 ɛ r

12 KAPITEL 2. MIKROWELLEN-LEITUNGEN AUF LEITERPLATTEN 11 Abbildung 2.2: Der Wellenwiderstand einer 50 Ω-Leitung dimensioniert für 2 GHz in Abhängigkeit von der Frequenz für das Substrat RO4003 (Simulation mit T-LINE) Für Leitungen mit geschichtetem Dielektrikum kann die nützliche Hilfsgröße ɛ reff =( c 0 v ph ) 2 eingeführt werden. ɛ reff entspricht der Dielektrizitätszahl eines homogenen Mediums, in dem sich eine TEM-Welle mit der gleichen Phasengeschwindigkeit ausbreiten würde, wie die Welle im geschichteten Dielektrikum. Weitere wichtige Leitungsgrößen sind definiert als [Zinke 86]: L = Z L v ph Induktivitätsbelag C = v 1 ph Z L Kapazitätsbelag (2.4) β = v ω ph Ausbreitungskonstante Die Verluste, die in Mikrostreifenleitungen entstehen, sind entweder ohmsche oder dielektrische Verluste. Der Leiterdämpfungsbelag α L durch ohmsche Verluste kann für den Fall w h nach folgender Formel berechnet werden [Bonek 95] ωµ 1 α L = 2σ Z L w, (2.5) ω ist die Kreisfrequenz, µ ist die magnetische Feldstärke, σ ist die spezifische Leitfähigkeit und w ist die Leiterbreite.

13 KAPITEL 2. MIKROWELLEN-LEITUNGEN AUF LEITERPLATTEN 12 Abbildung 2.3: Berechnete Dämpfung der Mikrostreifenleitung aus Abb. 2.2 in Abhängigkeit von der Frequenz (Simulation mit T-LINE) Der Dämpfungsbelag α D infolge dielektrischer Verluste ist gegeben durch: α D = π λ tanδ ɛ r ɛ reff 1 ɛ reff ɛ r 1 (2.6) wobei tanδ der dielektrische Verlustfaktor und λ die Wellenlänge ist [Nibler 84]. Bei den üblicherweise benutzten Substraten überwiegen die ohmschen Verluste die dielektrischen Verluste. Die ohmsche Dämpfung ist invers proportional zur Leiterbreite und direkt proportional zur Wurzel aus der Frequenz, während die dielektrischen Verluste proportional zur Frequenz sind. Die symmetrische Streifenleitung (Abb. 2.1.b) ist ein zur Mikrostreifenleitung alternativer Typ. Sie bereitet beim Einbau hybrider Elemente wegen der vollständigen dielektrischen Füllung Probleme. Die obere Übertragungsfrequenz ist viel niedriger als bei der Mikrostreifenleitung. Sie ist uninteressant für unsere Untersuchung wegen ihres komplizierten und damit teuren Aufbaues. Koplanarleitungen (Abb.2.1.c) werden mit (,,grounded ) und ohne Massenfläche auf der Substratrückseite verwendet. Für uns sind sie interessant, weil die Massenfläche auf der oberen Seite des Substrates liegt und deshalb keine Durchkontaktierung notwendig ist, wenn eine Platine für ein Chip gebaut wird. Man ist bei Koplanarleitungen unabhängig von der Substratdicke. Die Felder sind in der Nähe des Streifenleiters und der Schlitze konzentriert. Die Konzentration der Felder in Schlitznähe wird mit steigender Frequenz immer ausgeprägter. Der ohmsche

14 KAPITEL 2. MIKROWELLEN-LEITUNGEN AUF LEITERPLATTEN 13 Dämpfungsbelag steigt nach der Näherung proportional zu f an, während der dielektrische Dämpfungsbelag proportional zu f ansteigt. Die Breiten der Massemetallisierungen beeinflußen die Übertragungseigenschaften kaum, sofern die Breite der Massestreifen größer ist als die Leitungsbreite d=w+2s. Für den Leitungswellenwiderstand Z L der Koplanarleitung ergibt sich [Käs 91]: Z L =30πR(k)/ ɛ eff mit R(k) =[ 1 π ln(2 1+ k 1 k) ] für 0 k 1/ 2, R(k) = 1 π ln(2 1+ k 1 k ) für 1/ 2 k 1, (2.7) Dabei ist k = (1 k 2 ) und k = w/(2s + w). Im folgenden Bild ist die Dämpfung einer koplanaren Leitung in Abhängigkeit von der Frequenz dargestellt. Die Simulation wurde mit dem Program T-LINE durchgeführt. Ein wesentlicher Nachteil dieser Leitungsform ist die leichte Anreg- Abbildung 2.4: Dämpfung der koplanaren 50 Ω-Leitung auf dem ROGERS RO4003 Substrat (Simulation mit T-LINE) barkeit parasitärer Substrat- und Oberflächenwellenmoden, die bereits bei tiefen Frequenzen (< 5 GHz) erhebliche Transmissionseinbrüche hervorrufen können. Am besten sind die parasitären Moden unterdrückt bei: schmaler Masse kleiner Mittelleiter-bzw. Spaltbreite niedriger Dielektrizitätskonstante des Substrats

15 KAPITEL 2. MIKROWELLEN-LEITUNGEN AUF LEITERPLATTEN 14 hoher Substratdicke bei metallischer Unterlage (,,grounded ) geringer Substrathöhe bei dielektrischer Unterlage mit kleinerem ɛ r. Man unterscheidet zwei Arten von parasitären Moden: a) Mikrostreifenleitungsmoden (MS) oder Parallelplattenmoden genannt b) Oberflächenwellenmoden (OFW). OFW-Moden sind nur bei Substraten mit kleiner Dielektrizitätszahl ausbreitungsfähig, während MS nur bei rückseitiger Substratmetallisierung (,,grounded ) auftreten. In diesem Fall wird die,,grounded koplanare Leitung als ein System von verkoppelten Mikrostreifenleitungen betrachtet. Je breiter die Leitungen sind, desto stärker verkoppeln die Mikrostreifenleitungen untereinander, desto mehr Leistung geht in MS-Moden über [Schmelz 97]. Die Schlitzleitung (Abb. 2.1.d) wird bei Schaltungen verwendet, bei denen hohe Wellenwiderstände benötigt werden. Sie tritt in Kombination mit Mikrostreifenleiterschaltungen auf. Der Nachteil ist, daß die Dispersion stärker als bei der Mikrostreifenleitung ist. Die Mikrostreifenleitung mit Massenschlitz (Abb. 2.1.g) wird zur Erweiterung des Bereiches realisierbarer Wellenwiderstände verwendet. Für uns uninteressant, weil wir nur 50 Ω- Leitungen brauchen. Die Kammerleitung (Abb. 2.1.h ) ist eine in einem Gehäuse befindliche Mikrostreifenleitung. Durch die Breite und die Höhe des Gehäuses können Wellenwiderstand und effektive Dielektrizitätszahl beeinflußt werden. Der Vorteil ist die hohe Entkoppelung verschiedener Schaltungsteile und der Nachteil ist der komplizierte Aufbau. Die Leiterdämpfung der Suspended-Substrate-Leitung (Abb. 2.1.i) ist niedriger als bei Mikrostreifenleitung. Es lassen sich höhere Wellenwiderstände realisieren. Der Nachteil ist der komplizierte Aufbau. Diese Übersicht über die Eigenschaften dient später (im nächsten Kapitel) als Entscheidungsgrundlage, welche Bauformen in dieser Arbeit verwendet werden.

16 Kapitel 3 Leitungsformen für die Evaluation 3.1 Meßobjekte Gemäß dem Ziel der Diplomarbeit, das Substratmaterial Rogers RO4003 auf seine Eignung für den Aufbau von integrierten HF-Schaltungen zu untersuchen, wurden unterschiedliche Streifenleiterformen als Untersuchungsobjekte ausgewählt. Kriterien für die Eignung sind: wie leicht mit dem entsprechenden Typ ein präziser Wellenwiderstand von 50 Ω erzielt werden kann, geringe Dämpfung, geringe Reflexionen an den Übergängen zu den HF-Anschlußbuchsen, einfacher Aufbau und einfache Montage. Es liegt daher nahe, als Leitungsformen die Mikrostreifen-, die koplanare und die koplanare Leitung mit zusätzlicher Massenfläche auf der Rückseite des Substrates ( grounded coplanar ) auszuwählen. Die Abbildungen zeigen den prinzipiellen Aufbau der gewählten drei Leiterformen mit allen wichtigen Abmessungen. Für den Aufbau von Trägerplatten für ein oder mehrere Chips ist es notwendig, daß die Leitungen, die zum Chip führen wegen der geringen Kantenlängen der Chips und der großen Anzahl von Anschlüssen möglichst schmal sind. Zur Auswahl standen drei unterschiedliche Substratdicken: 0,51, 0,81 und 1,52 mm. Simulationen mit dem Program T-LINE haben gezeigt, daß für Mikrostreifenleitungen mit einem Wellenwiderstand von 50 Ω die Verwendung eines dünneren Substrates zu schmäleren Leitungen und höherer Dämpfung führt. Es ist interessant, daß sich die ohmschen und die dielektrischen Dämpfungen unterschiedlich verhalten. Die ohmschen Dämpfungen ändern sich viel stärker als die dielektrischen, weil sie von der Leiterbreite abhängig sind und diese ändert sich stark mit der Änderung der Substratdicke. Die Ergebnisse dieser Simulation sind in der Abbildung 3.4 enthalten. Die,,grounded Koplanarleitung hat für den Wellenwiderstand von 50 Ω ebenfalls die schmalste Leiterbreite für das dünnste Substrat. Mit der Schlitzbreite von 0,2 mm beträgt die Leiterbreite 0,837 mm. Bei koplanaren Leitungen haben die Simulationen gezeigt, daß für einen Wellen- 15

17 KAPITEL 3. LEITUNGSFORMEN FÜR DIE EVALUATION 16 Abbildung 3.1: Koplanare Leitung Abbildung 3.2: grounded coplanar Leitung Abbildung 3.3: Mikrostreifenleitung Abbildung 3.4: Simulationsergebnisse für 50 Ω- Mikrostreifenleitungen für verschiedene Dicken von RO Substraten bei der Frequenz von 2 GHz. widerstand von 50 Ω die Signalleitung umso schmäler wird, je dicker das Substrat ist. Je dicker das Substrat ist, desto größer wird die Dämpfung. Mit größer werdender Schlitzbreite, wird die Signalleitung breiter. Die Ergebnisse der Simulationen

18 KAPITEL 3. LEITUNGSFORMEN FÜR DIE EVALUATION 17 Abbildung 3.5: Simulationsergebnisse für 50 Ω- koplanare Leitungen mit Schlitzbreite 0,2 mm für verschiedene Dicken von RO Substraten bei der Frequenz von 2 GHz. Abbildung 3.6: Simulationsergebnisse für 50 Ω- koplanare Leitungen mit der Substratdicke 0,51 mm für verschiedene Schlitzbreiten bei der Frequenz von 2 GHz. sind in der Abbildung 3.5 und 3.6 dargestellt. Aus technischen Gründen (die Platine haben wir selbst gefräst) ist es nicht möglich, die Koplanarleitung mit beliebig kleiner Schlitzbreite zu realisieren. Die kleinste Schlitzbreite, die man bei koplanaren Leitungen mit der vorhandenen Fräsmaschine realisieren kann, ist 0,2 mm. Der Wunsch ist, daß die Leitungen möglichst schmal werden. Die schmalste koplanare Leitung erhält man mit dem

19 KAPITEL 3. LEITUNGSFORMEN FÜR DIE EVALUATION 18 Substrat der Dicke 1,52 mm, die Breite beträgt 2,38 mm. Die Breite ist viel größer als die Breite, die man bei Mikrostreifen und grounded coplanar für das Substrat mit der Dicke 0,51 mm erhält, die Werte der Dämpfung sind auch viel größer. Das war der Grund, wieso gleich am Anfang das Substrat mit der Dicke 0,51 mm für die weiteren Untersuchungen ausgewählt wurde. Um die Schaltungen vermessen zu können, sind Übergänge zwischen Streifenleitungen und koaxialen Anschlüssen nötig. Die elektrischen Eigenschaften dieser Übergänge sind von großer Bedeutung. Wir verwenden drei Arten von Buchsen, die sich in Bauform und Abmessungen unterscheiden, und zwar Präzisionsverbinder für Mikrowellenanwendungen bis 18 GHz der Firma SUHNER mit den Typenbezeichnungen: 23 SMA , 23 SMA , 23 SMA Sie zeichnen sich durch hohe mechanische Festigkeit, hohe Lebensdauer und niedriges Stehwellenverhältnis VSWR aus. Weitere wichtige Charakteristiken sind: hohe elektrische Leitfähigkeit, hohe Wärmeleitfähigkeit und kleiner Wärmeausdehnungskoeffizient. Als Montageformen kommen in Frage: senkrecht oder waagrecht zur Leitung eingelötete Buchse, und dabei jeweils vollständig oder teilweise angelötete Masse auf der Massenfläche, was insgesamt vier Möglichkeiten liefert (siehe dazu die Darstellung in den Abbildungen 3.7 und 3.8. Abbildung 3.7: Schematische Darstellung von a) waagrecht und b) senkrecht angelöteter Pin der Buchse.

20 KAPITEL 3. LEITUNGSFORMEN FÜR DIE EVALUATION 19 Abbildung 3.8: a) vollständig; b) teilweise angelötete Masse auf der Massenfläche 3.2 Meßmethoden Für die Charakterisierung werden die Impulsreflektometrie ( Time Domain Reflectometry - Methode, TDR), sowie die Streu-Parameter-Messung verwendet. Mit der TDR-Methode kann man auf einfache Weise durch die Messung des Reflexionsfaktors r r = Z X Z L Z X + Z L, (3.1) jeden vom Wellenwiderstand Z L abweichenden Wellenwiderstand Z X innerhalb der Leitung, in Steckverbindungen oder im Abschlußwiderstand messen. Der Nachteil dieser Methode ist, daß man keine Information über die Verluste (Dämpfungen), die in der Leitung oder in Steckverbindungen entstehen, hat. Die Messung von S-Parametern mit Hilfe eines Netzwerkanalysators gibt eine detaillierte Übersicht über das Übertragungsverhalten des Meßobjektes in einem großem Frequenzbereich. Die Messungen im Zeitbereich sind mit dem digitalen Oszilloskop TEKTRONIX 11801A durchgeführt worden. Der Meßaufbau ist in Abbildung 3.9 dargestellt. Die Impulsreflektometrie erlaubt eine zuverlässige und genaue Analyse und Lokalisierung von Leitungsdiskontinuitäten. Mit dieser Methode können die Zweidrahtleitungen, Koaxialleitungen und Streifenleitungen untersucht werden. Ein Impuls mit einer sehr steiler Anstiegsflanke wird als Meßsignal auf die zu untersuchende Leitung geschickt. Trifft der Impuls auf seinem Weg auf eine Diskontinuität, so wird ein Teil reflektiert. Die Rückkehrzeit t 1 ist ein Maß für die Entfernung der Störstelle und kann nach der Formel berechnet werden: t 1 = 2l ɛ r c 0. (3.2)

21 KAPITEL 3. LEITUNGSFORMEN FÜR DIE EVALUATION 20 Abbildung 3.9: Schematischer Meßaufbau, DUT-device under test, Meßobjekt Zur Ermittlung des Abstandes l der,,störstelle muß die Zeit t 1 halbiert werden, weil nur die einfache Strecke gesucht wird l = t 1c 0 2 ɛ r. (3.3) Ist die Leitung fehlerfrei und ist sie am Ende mit einem wellenwiderstandsrichtigen Abschluß versehen, wird es dort keine Reflexion geben. Wenn man eine Mikrostreifenleitung mit Diskontinuitäten versieht, kann man unterschiedliche Bildschirmantworten auf verschiedenartige Störstellen sehen. Für die Analyse wie sich die Leitungen im Hochfrequenzbereich verhalten, wurde der Netzwerkanalysator HP 8510, 45 MHz-26,5 GHz, verwendet. Der prinzipielle Meßaufbau [Käs 91] ist in Abbildung 3.10 dargestellt. Der Netzwerkanalysator dient zur Messung der Koeffizienten der Streumatrix. Diese Koeffizienten sind komplexe Größen und sind dimensionslos. Die Streumatrix beschreibt die Reflexions- und Transmissionseigenschaften von Vierpolen. Die Streumatrix gibt den Zusammenhang an zwischen den von einem Mehrtor rücklaufenden Wellen b i und den hinlaufenden Wellen a i : b = Sa. (3.4) Das Signalfluß-Diagramm ist in Abbildung 3.11 gegeben, wobei a 1 und a 2 die hinlaufenden Wellen zum Tor und b 1 und b 2 die rücklaufenden Wellen sind.

22 KAPITEL 3. LEITUNGSFORMEN FÜR DIE EVALUATION 21 Abbildung 3.10: Schematischer Meßaufbau. Abbildung 3.11: Signalflußdiagramm Die S-Parameter sind definiert als: S 11 = b 1 a 1 für a 2 =0, S 11 ist der komplexe Eingangsreflexionsfaktor, S 21 = b 2 a 1 für a 2 =0, S 21 ist der komplexe Vorwärtsübertragungsfaktor, S 12 = b 1 a 2 für a 1 =0, S 12 ist der komplexe Rückwärtsübertragungsfaktor, S 22 = b 2 a 2 für a 1 =0, S 22 ist der komplexe Ausgangsreflexionsfaktor. Man muß bei jeder S-Parameter-Angabe die Größe des Wellenwiderstandes des verwendeten Leitungs- und Meßsystems angeben [Käs 91].

23 Kapitel 4 Meßergebnisse 4.1 Zeitbereich (TD) Aus den TDR-Messungen erhält man die Information über den Reflexionsfaktor ρ in jedem Ort der Leitung. Ein ρ 0 entspricht in unserem Fall einem Wert des Wellenwiderstandes, der 50 Ω ist, daher wird im Weiteren eine Leitung mit ρ>0 als hochohmig, mit ρ<0 als niederohmig bezeichnet. Die zweite Information, die man aus den Messungen erhält, ist der Ort und die Art der Diskontinuität, die auf der Leitung besteht. Ein ρ>0 bedeutet eine Verengung, ein ρ<0 eine Verbreiterung der Leitung. Die Sprünge, die vor der ersten Buchse zu sehen sind, kommen vom Meßgerät und können nicht beseitigt werden. Der Signalverlauf zwischen den mit,,buchse bezeichneten Abweichungen entspricht in den folgenden Bildern der zu betrachtenden Leitung. Obwohl mit Hilfe der Simulation eine 50 Ω-Leitung entworfen worden war, zeigen die Messungen eine Leitung mit einem Wellenwiderstand, der größer als 50 Ω ist. Das kommt daher, daß für eine ideale Leitung simuliert wurde. Für eine ideale Mikrostreifenleitung wird unendliche Breite und Länge der Massenfläche und des Substrats angenommen. Wenn das Verhältnis von S/w größer als 2 ist (zur Def. von S und w siehe Abb. 4.1), sind die Abweichungen des Wellen- Abbildung 4.1: Schematische Darstellung der Mikrostreifenleitung. 22

24 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 23 widerstandes der realen Leitung kleiner als 3 % von dem einer idealen Leitung. Der zweite Grund, der eine Abweichung vom idealen Wellenwiderstand zur Folge hat, ist die Form, wie das Metall herausgefräst wurde. Falls der Metallquerschnitt ein ideales Rechteck ist, erhält man den gewünschten Wert. Im Fall, daß der Metallquerschnitt trapezförmig ist, wird die Leitung hochohmiger oder niederohmiger [Brian 91]. Abbildung 4.2 zeigt das Ergebnis einer TDR-Messung an einer Mikrostreifenleitung mit einer Länge von 2 cm und mit waagrecht angelöteter Buchse 23 SMA Man sieht zwei niederohmige Sprünge in Höhe von ρ = 0, 05, die von den Buchsen verursacht werden, was einem Wellenwiderstand von 45 Ω entspricht. Die Leitung zeigt im ganzen Bereich einen hochohmigen Charakter, weil ρ > 0 ist. Die kleinen Schwankungen von ρ werden durch die Maßabweichungen beim Fräsen der Leitung verursacht. Der Wellenwiderstand der Leitung nimmt Werte zwischen 52 und 54 Ω an. Die Breite des Sprunges für ρ = 0 im Bild beträgt etwa 33 ps. Nach der Formel 3.3 kann man daraus die Länge, auf der die Diskontinuität besteht, ausrechnen. Durch den Vergleich mit der Abbildung 4.6 sieht man, daß die Art, wie eine Buchse angelötet wurde, einen Einfluß auf das Verhalten der Buchse hat. Eine waagrecht angelötete Buchse zeigt niederohmigen, eine senkrecht angelötete Buchse hochohmigen Charakter. Abbildung 4.2: TDR-Analyse an der Mikrostreifenleitung mit waagrecht angelöteter 23 SMA Buchse, Länge 2 cm.

25 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 24 Abbildung 4.3:,,grounded coplanar -Leitung Abbildung 4.4: Koplanare Leitung Abbildung 4.5: Mikrostreifenleitung In Abbildung 4.6 ist die TDR-Analyse einer Mikrostreifenleitung mit senkrecht angelöteter Buchse 23 SMA dargestellt. Aus der Abbildung sieht

26 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 25 man, daß der Reflexionsfaktor der Leitung ρ zwischen 0,02 und -0,02 liegt, was einem Wellenwiderstand zwischen 52 Ω und 48 Ω entspricht. Die große Schwankungen im Reflexionsfaktor können durch Abweichungen beim Fräsen verursacht worden sein. Die starken Sprünge, die bei der Buchse entstehen, sind hochohmig und zeigen Werte von ρ= 0,08 (58,7 Ω) -(erste Buchse) und ρ =0, 06 (56,4 Ω) - (zweite Buchse). Eine so angelötete Buchse bringt eine deutliche Verschlechterung der Übertragungseigenschaften mit sich. Abbildung 4.6: TDR-Analyse an der Mikrostreifenleitung mit senkrecht angelöteter Buchse 23 SMA , Länge 2 cm.

27 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 26 Abbildung 4.7: TDR-Analyse der koplanaren Leitung, Länge 2 cm, Schlitzbreite 0,2 mm. Messungen an einer koplanaren Leitung in Abbildung 4.7 zeigen niederohmigen Charakter. Der Reflexionsfaktor der Leitung liegt zwischen ρ = 0, 02 (48 Ω) und ρ = 0, 04 (46 Ω). Das Verhalten des Wellenwiderstandes der Leitung und des Reflexionsfaktors hängt stark von der Schlitzbreite ab. Mit kleinen Änderungen der Schlitzbreite ändert sich der Wert des Wellenwiderstandes sowie des Reflexionsfaktors deutlich. Weil die Einstellung der Frästiefe manuell erfolgt (die Eindringtiefe des Fräsers kann nicht präzis eingestellt werden), war es für uns nicht möglich, die Schlitzbreite präzise einzuhalten. Die Sprünge bei der Buchse zeigen ebenfalls hochohmigen Charakter und nehmen Werte zwischen ρ = 0, 03 (53 Ω) und ρ = 0, 017 (51 Ω) an.

28 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 27 Abbildung 4.8: TDR- Analyse der,,grounded coplanar - Leitung mit der Schlitzbreite 0,5 mm, 2 cm lang. Die Abbildung 4.8 zeigt Messungen an der,,grounded coplanar - Leitung. Besonders aufällig ist der starke Sprung bei der ersten Buchse, der kleiner als ρ = 0, 1ist,während der zweite Sprung nur ρ = 0, 02 beträgt. Die ganze Leitung zeigt ebenfalls hochohmigen Charakter. Der Reflexionsfaktor der Leitung liegt zwischen ρ =0, 02 (52 Ω) und 0,04 (54 Ω). Die Schlitzbreite von 0,2 mm für die die Leitung die dünnste ist, ist ungünstig, weil der Pin der Buchse beinahe so breit ist wie der Abstand der Masseflächen der,,grounded coplanar Leitung. Dadurch ist die Gefahr eines Kurzschlusses zwischen dem Pin und den Masseflächen gegeben.

29 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 28 Abbildung 4.9: TDR- Analyse der Mikrostreifenleitung mit Buchse 23 SMA mit teilweise angelöteter Masse. In der Abbildung 4.9 ist die TDR- Analyse der Mikrostreifenleitung mit teilweise angelöteter Masse dargestellt. Für die Analyse ist eine Leitung der Länge von 4 cm verwendet worden, um bei der Analyse die Auswirkungen der Buchse besser von denen der Leitung unterscheiden zu können. Die ganze Leitung zeigt niederohmigen Charakter. Der Reflexionsfaktor nimmt Werte zwischen ρ = 0 (50 Ω) und -0,02 (48 Ω) an. Die Ungleichmäßigkeit des Reflexionsfaktors kann wieder durch das Fräsen verursacht worden sein. Die Art, wie man eine Buchse anlötet, hat Einfluß auf das Verhalten von positiven Teilen der Sprünge bei der Buchse. Der positive Sprung an der erster Buchse ist ρ =0, 05 (55 Ω)und an der zweiten Buchse ρ =0, 07 (57,5 Ω).

30 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 29 Abbildung 4.10: TDR- Analyse der Mikrostreifenleitung mit Buchse 23 SMA , mit vollständig angelöteter Masse. In der Abbildung 4.10 ist wieder wie vorher eine Mikrostreifenleitung mit der Länge von 4 cm dargestellt, bei der die Masse vollständig angelötet ist. Die Leitung zeigt ebenfalls niederohmigen Charakter, wobei der Reflexionsfaktor die Werte zwischen ρ = 0, 02 (48 Ω) und 0 (50 Ω) nimmt. Der Vorteil, den eine so angelötete Buchse gebracht hat, ist, daß der positive Teil des Sprunges an der Buchse kleiner geworden ist. Bei der erster Buchse ist ρ =0, 02 (52 Ω) und bei der zweiter Buchse ist ρ =0, 05 (55 Ω).

31 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE Frequenzbereich (FD) Die Messung von S-Parametern der,,grounded coplanar -Leitung wurde im Bereich von 45 MHz bis 15 GHz durchgeführt. Gewünscht ist, daß der Eingangsreflexionsaktor S 11 = 0 und der Vorwärtsübertragungsfaktor S 21 =1wird. Aus der in Abbildung 4.11 dargestellten Messung sieht man, daß die,,grounded coplanar -Leitung periodische Transmissionseinbrüche zeigt. Die Einbrüche können durch die Anregung von parasitären Moden erklärt werden. Diese Mode hat ein ähnliches Feldbild wie die Mikrostreifenleitung und wird deshalb Mikrostreifenleitungs- oder Parallelplatten-Mode genannt [Schmelz 97]. In den Abbildungen 4.12 und 4.13 sieht man die S-Parameter, gemessen im Bereich von 100 MHz bis 20 GHz, von zwei Mikrostreifenleitungen mit verschiedenen Buchsen. Abbildung 4.11: S 21 in Abhängigkeit von der Frequenz von,,grounded coplanar - Leitungen mit der Schlitzbreite 0,3 mm, 2 cm lang.

32 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 31 Abbildung 4.12: S 11 und S 21 für eine 40 mm lange Mikrostreifenleitung mit Buchse 23 SMA /111, mit vollständig eingelöteter Masse. Aus der Abbildung 4.12 sieht man, daß die Mikrostreifenleitung mit der Buchse 23 SMA /111 im Bereich der höheren Frequenzen ab 15 GHz und bei sehr niedrigen Frequenzen in der Gegend von 100 MHz ein kleineres S 11 zeigt als die Mikrostreifenleitung mit der Buchse 23 SMA Bei 10 GHz und mehr hat sie einen besseren Vorwärtsübertragungsfaktor S 21 und die Transmissionseinbrüche sind kleiner geworden.

33 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 32 Abbildung 4.13: S 11 und S 21 für eine 40 mm lange Mikrostreifenleitung Buchse 23 SMA , mit vollständig eingelöteter Masse. Die Mikrostreifenleitung mit der Buchse 23 SMA ist in der Abbildung 4.13 dargestellt. Sie zeigt einen besseren Eingangsreflexionsfaktor bis zu 15 GHz und der Vorwärtsübertragungsfaktor hat einen glatteren Verlauf und bessere Werte bis zu 10 GHz.

34 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE 33 Abbildung 4.14: S 11 und S 21 für eine 40 mm lange Mikrostreifenleitung mit Buchse 23 SMA , mit vollständig eingelöteter Masse und mit Masse- Durchkontaktierungen. Durch die Massedurchkontaktierungen werden kleine Verbesserungen erreicht. Der Eingangsreflexionsfaktor ist im Bereich bis zu 15 GHz kleiner und die Sprünge sind symmetrisch geworden. Der Vorwärtsübertragungsfaktor zeigt auch Verbesserungen, die man besonders bei 10 GHz sehen kann.

35 KAPITEL 4. MESSERGEBNISSE Auswahl der geeigneten Leitungsform und Anschlußtechnik Die zahlreichen Messungen führen also zusammengefaßt auf folgendes Ergebnis für die Auswahl der geeignetsten Platine: Die koplanare Leitung hat sich als ungeeignet gezeigt, weil die 50 Ω- Signalleitung sehr breit ist, was besonders ungünstig ist wenn man eine Platine aufbauen will, auf der sich ein oder mehrere Chips befinden. Mit kleinen Schwankungen der Schlitzbreite ändern sich merkbar der Wellenwiderstand und die Art der Sprünge. Die,,grounded coplanar - Leitung erlaubt zwar schmalere Signalleitungen als die koplanare Leitung, zeigt aber sehr große Sprünge bei den Buchsen und starke periodische Transmissionseinbrüche. Aus diesen Gründen ist sie uninteressant für die weiteren Untersuchungen. Als geeigneste Leitungsform für den Aufbau von Leiterplatten hat sich die Mikrostreifenleitung gezeigt. Sie hat gute Übertragungseigenschaften und schmale Signalleitungen. Die Buchse 23 SMA hat die besten Reflexionseigenschaften im größten Frequenzbereich und wird daher im folgenden ausschließlich verwendet. Buchsen mit vollständig angelöteter Masse auf der Massenfläche zeigten die kleinsten Sprünge im Reflexionsfaktor und werden daher für die weitere Arbeit ausgewählt. Die Massedurchkontaktierungen haben eine Verbesserung der Übertragungseigenschaften gebracht, die Sprünge sind symmetrisch geworden und außerdem wird die Platine durch diese Kontakte mechanisch stabiler. Aus oben genannten Gründen ist die Mikrostreifenleitung mit der Buchse 23 SMA mit vollständig angelöteter Masse auf der Massenfläche und mit Massedurchkontaktierungen als geeigneste Leitungsform für den Aufbau von HF- Leiterplatinen ausgewählt worden und diese Kombination wird weiterhin angewendet.

36 Kapitel 5 Übergänge, Diskontinuitäten Ein großes Problem beim Entwurf von integrierten Mikrowellenschaltungen ist der Aufbau von verlustarmen und reflexionsarmen Übergängen zwischen der Mikrostreifenleitung auf dem Substrat und der koaxialen Anschlußleitung am Schaltungsgehäuse. Das Problem hat eine mechanische und eine elektrische Seite. Das Feldbild einer Koaxialleitung unterscheidet sich vom Feldbild einer Mikrostreifenleitung (siehe dazu die Abbildung 5.1). Bei der Anpassung des axialsymmetrischen Feldlinienbildes einer Koaxialleitung an das Feldlinienbild einer Streifenleitung ergeben sich Feldverzerrungen. Diese Feldverzerrungen sollen so klein wie möglich gehalten werden. Unter der Berücksichtigung von Herstellungstoleranzen und von unterschiedlichen thermischen Ausdehnungen von Substrat und Gehäuse müssen kurze Stromwege und sichere Kontakte im Übergang gewährleistet werden [Hoffmann 83]. Das heißt, daß der Pin der Buchse gut auf der Mikrostreifenleitung liegen muß. Es darf kein Luftspalt zwischen Platine und Buchse sowie zwischen dem Signalleiter und dem Substrat bleiben. Es ist auch sehr wichtig, daß der Kontakt mit der Massenfläche gut ist. Abbildung 5.1: a) elektr. Feldbild der Koaxialleitung; b) elektr. Feldbild der Mikrostreifenleitung. 35

37 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 36 Der einfachste mechanische Aufbau (siehe dazu die Abb. 5.2) bedingt einen sprunghaften Übergang. Der Übergang stellt grundsätzlich ein Zweitor dar, das zwei TEM-Leitungen von gleichem Wellenwiderstand Z L, aber von unterschiedlichen Leitungsquerschnitten, also von unterschiedlichen Feldlinienbildern mit einander verbindet. Die Übertragungseigenschaften des Übergangs beschreibt man durch eine Zweitor- Streumatrix mit den Reflexionsfaktoren S 11 und S 22,sowie den Vorwärts- und Rückwärtsübertragungsfaktoren S 21 und S 12. Das Problem der Dimensionierung des Übergangs liegt in einer möglichst reflexionsarmen Feldanpassung. Ein idealer Übergang ist der, bei dem die Leitungsquerschnitte und auch die Feldbilder auf beiden Seiten des Übergangs gleich sind. Damit wäre bei allen Frequenzen S 11 = S 22 = 0 und S 21 = S 12 =1. In der Abbildung 5.2 ist eine schematische Darstellung eines Standardüberganges von einer SMA-Buchse auf eine Mikrostreifenleitung in einem Metallgehäuse dargestellt [Baumer 89]. Der Luftspalt L1 ist im Gegensatz zu L2 bis L5 erwünscht. Er bewirkt im Ersatzschaltbild 5.3 eine definierte Längsinduktivität. Diese dient zur teilweisen Kompensation der Querkapazität, die durch den Querschnittssprung verursacht wird. L2 bewirkt dasselbe, ist aber nicht definiert einstellbar (thermische Ausdehnung, mechanische Toleranzen). L3, L4 und L5 verursachen Stromumwege, die durch eine am Ende kurzgeschlossene Stichleitung im Ersatzschaltbild dargestellt werden können: bemerkenswert ist, daß für eine Stichleitungslänge von λ/4 der Signalfluß gänzlich gesperrt wird. Abbildung 5.2: Übergang von einer Koaxial-auf eine Mikrostreifenleitung mit vergrößert dargestellten Luftspalten.

38 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 37 Abbildung 5.3: Einfaches Ersatzschaltbild für einen Standardübergang von Koaxial-auf Mikrostreifenleitung; K: Koaxialleitung, U: Übergang, M: Mikrostreifenleitung. L(U) und C(U) entstehen durch den Querschnittssprung von der Koaxial-auf die Mikrostreifenleitung. Wegen L1 und L2 ergibt sich die Serieninduktivität L (L1, L2) [Baumer 89]. Aus der Abbildung 2.2 im vorigem Kapitel sieht man einen niederohmigen Sprung, der bei der Buchse entsteht. Die zugehörige Signalabweichung hat eine Zeitdauer von ca. 33 ps. Aus der Formel 3.3 kann man die Länge ausrechnen auf der die Leitungsdiskontinuität entstanden ist, sie beträgt 2,7 mm. Das Signal zeigt einen niederohmigen Übergang an. Es besteht daher der Wunsch den Übergang hochohmiger zu machen. Für die Analyse wurden folgende Formen untersucht, wobei Abbildung 5.4: a) Mikrostreifenleitung+Taper, b) Mikrostreifenleitung+Taper+Mikrostreifenleitung, c) Mikrostreifenleitung+Mikrostreifenleitung

39 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 38 Abbildung 5.5: TDR-Analyse an der Mikrostreifenleitung, die mit einem Stück einer 0,8 mm breiten Mikrostreifenleitung endet. der Teil mit den Diskontinuitäten 2,7 mm lang war. Es ist bekannt, daß schmälere Leitungen hochohmiger sind. Alle oben angegebenen Leitungsformen hatten bessere Eigenschaften als eine Mikrostreifenleitung allein, wobei die Form c) mit zwei Mikrostreifenleitungen die besten Ergebnisse gezeigt hat. Für die Lösung unseres Problems haben wir dann am Ende der Mikrostreifenleitung eine schmälere Mikrostreifenleitung der Länge 2,7 mm und der Breite 0,8 mm (der Wert ist geschätzt und entspricht 62 Ω) verwendet. Die TDR-Messungen an einer solchen Leitung sind in der Abbildung 5.5 gezeigt. Die ganze Leitung hat einen niederohmigen Charakter. Der Reflexionsfaktor der Leitung nimmt die Werte zwischen 0 (50 Ω) und -0,02 (48 Ω) an. Aus dem Vergleich mit früheren Meßergebnissen sind deutliche Fortschritte sichtbar: Die Diskontinuitäten, die von der Buchse kommen, sind fast verschwunden, sodaß Buchse und Leitung kaum mehr unterschieden werden können.

40 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 39 Abbildung 5.6: S 11 und S 21 für die Mikrostreifenleitung, die mit einem Stück einer 0,8 mm breiten Mikrostreifenleitung endet. In der Abbildung 5.6 sind die S-Parameter der optimierten Leitung dargestellt. Durch den Vergleich mit Meßergebnissen in Abbildung 4.13 im vorigen Kapitel sieht man deutlich bessere Ergebnisse in S 11 und S 21. Der Eingangsreflexionsfaktor nimmt niedrigere Werte in ganzem Frequenzbereich an. Der Vorwärtsübertragungsfaktor hat einen glatteren Verlauf und im höheren Frequenzbereich sind Verbesserungen von 1 db zu sehen.

41 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 40 Abbildung 5.7: Schematische Darstellung der Signalleitung, die zur Optimierung des Übergangs dient. Jede Abweichung vom geradlinigen, homogenen Verlauf einer Leitung nennt man Leitungsdiskontinuität. Leitungsdiskontinuitäten sind durch folgende Effekte gekennzeichnet: Es treten Verzerrungen des elektrischen und magnetischen Feldes sowie der Stromlinien gegenüber der längshomogenen Leitung auf. Ein Teil der Energie wird an der Diskontinuität reflektiert Ein Teil der über die Leitung laufenden Energie wird an der Diskontinuität als Raumwelle abgestrahlt. Bei geschlossenen Schaltungsgehäusen werden dadurch Hohlraumresonanzen angeregt. Ein weiterer Teil der über die Diskontinuität laufenden Leistung wandelt sich in eine TM 0 -Oberflächenwelle um, die bei f>0 auf einem rückseitig metallisierten Substrat ausbreitungsfähig ist. Das führt zu parasitären Verkoppelungen zwischen Schaltungsteilen. In Abbildung 5.8 sind die wichtigsten Arten von Diskontinuitäten dargestellt [Hoffmann 83]. Beim Aufbau von Leitungsplatinen ist es oft notwendig, wegen Platzmangels abrupt die Richtung von Mikrostreifenleitungen zu ändern. Dazu verwendet man die Leitungsknicks. Im Knickbereich treten Feld- und Stromlinienverzerrungen auf. Es tritt eine Stromlinienkonzentration an der inneren Ecke und ein zusätzliches elektrisches Streufeld an der äußeren Ecke auf. Beim praktischen Schaltungsaufbau wünscht man reflexionsfreie Leitungsknicks. Daher reduziert man die Parallelkapazität des Knicks, indem man die Ecke symmetrisch unter 45 abschneidet. Die relative Eckanschrägung S in % ist durch S =(1 b w )100 (5.1) 2 definiert. Eine schematische Darstellung von einem rechtwinkligen und kompensierten Knick ist in der Abbildung 5.9 zu sehen [Hoffmann 83]. Ein kompensierter Knick hat einen kleineren Eingangsreflexionsfaktor S 11 [Hoffmann 83].

42 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 41 Abbildung 5.8: Verschiedene Arten von Diskontinuitäten Abbildung 5.9: a) rechtwinkliger Knick, b) kompensierter Knick Im folgenden sind die vier Arten des Leitungsknicks untersucht worden. Ein rechtwinkliger, ein kompensierter,und zwei Knicks mit kleiner und großer Eckabrundung.

43 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 42 Abbildung 5.10: scharfer 90 -Knick Abbildung 5.11: kompensierter Leitungsknick Abbildung 5.12: Knick mit geringer Abrundung Abbildung 5.13: Knick mit großer Abrundung

44 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 43 Abbildung 5.14: TDR-Messung an einer Mikrostreifenleitung mit einem scharfen 90 -Knick Aus der Abbildung 5.14 sieht man einen starken Sprung im Wert von ρ = 0, 09 (41 Ω) im Bereich des Knicks. Beim Aufbau von Platinen soll diese Leitungsform möglichst vermieden werden.

45 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 44 Abbildung 5.15: TDR-Messung an einer Mikrostreifenleitung mit einem Knick mit geringer Abrundung Beim Vergleich mit der Abbildung 5.14 sieht man deutlich bessere Ergebnisse im Bereich des Knicks. Der Sprung hat einen Reflexionsfaktor im Wert von ρ = 0, 05 (45 Ω). Das heißt, wenn man sich für ein 90 -Richtungsänderung entscheiden muß, dann zeigt ein Knick mit Abrundung deutlich bessere Ergebnisse als eine scharfe Ecke.

46 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 45 Abbildung 5.16: TDR-Messung an einer Mikrostreifenleitung mit einem Knick mit großer Abrundung Eine Richtungsänderung mit großer Abrundung zeigt ebenso wie ein kompensiertes Eck geringe Diskontinuität.

47 KAPITEL 5. ÜBERGÄNGE, DISKONTINUITÄTEN 46 Abbildung 5.17: TDR-Messung an einer Mikrostreifenleitung mit kompensiertem Eck Die Meßergebnisse an einem kompensierten Eck sind nahezu identisch wie die an einer großen Abrundung. Wenn eine große Abrundung aus irgendwelchen Gründen nicht gewählt werden kann, sollte eine kompensierte Ecke verwendet werden. Der Reflexionsfaktor nimmt den Wert von -0,02, was 48 Ω entspricht und ist eine gute Lösung, wenn man keine große Abrundung machen kann.

48 Kapitel 6 Anwendungsbeispiel Um die Eignung des ROGERS-Substrats für den Aufbau von HF-Platinen zu demonstrieren, wurde in Rahmen dieser Diplomarbeit eine vielfach verwendbare HF-Platine entworfen. In den Abbildungen 6.1 und 6.2 sind Layout und die Platine mit aufgeklebtem und gebondetem Chip dargestellt. Es sind sechs 50 Ω-Leitungen und eine Leitung für die Versorgungsspannung zu sehen. Um den Einfluß der Buchsen zu verringern, wurden die Massedurchkontaktierungen bei jeder Buchse und ein optimierter Leitungsübergang vorgesehen. Jede Leitung endet mit einem Stück einer 0,8 mm breiten und 2,7 mm langen Mikrostreifenleitung. Mit einem solchen Leitungsübergang, wie in Kapitel 5 gezeigt wurde, wird die Leitung kaum vom Übergang, der bei der Buchse entsteht, unterscheidbar. Dieser optimierte Leitungsübergang bewirkt einen kleineren Eingangsreflexionsfaktor und auch der Vorwärtsübertragungsfaktor wird besser. Die Signalleitungen an Ein- und Ausgängen sind die 50 Ω-Leitungen. Zur Vermeidung unnötiger Kopplungen bzw. Abweichungen vom gewünschten Wellenwiderstand werden die HF-Leitungen möglichst geradlinig geführt. Eine völlig geradlinige Führung der Leitungen ist wegen der vorgegebenen Abmessungen der Chips und der Koaxialanschlüsse nicht möglich. Deshalb werden die HF- Leitungen unter strikter Vermeidung scharfer Knicks mit großen Krümmungsradien sanft abgerundet zum Chip bzw. zu den Koaxialverbindern gelegt. In der Nähe des Chips werden die Leitungen in Form der Taper verengt. Der minimale Abstand zwischen der Leitungen, den wir erzielen konnten, weil die Platine gefräst wurde, ist 0,2 mm. Um niederohmige Verbindungen zu erreichen, ist es wichtig, daß die Massedurchkontaktierungen in der unmittelbaren Nähe des Chip liegen, was auf der Platine zu sehen ist. Als Meßbeispiel wurde ein Frequenzteilerchip mit dem Teilerfaktor 8 ausgewählt. Die Versorgungsspannung ist 3,6 V [Knapp 99]. Schematische Darstellung des verwendeten Chip sowie die Darstellung der Bondung sind in den Abbildungen 6.4 und 6.3 zu sehen. 47

49 KAPITEL 6. ANWENDUNGSBEISPIEL 48 Abbildung 6.1: Layout der HF-Platine Abbildung 6.2: Fertig montierte HF-Platine mit eingeklebtem und gebondetem Si-Chip und angelöteten Koax-Verbindungsteilen

50 KAPITEL 6. ANWENDUNGSBEISPIEL 49 Abbildung 6.3: Chip-Foto des Frequenzteilers, µm 2 Abbildung 6.4: Detaildarstellung des eingeklebten und fertig gebondeten Frequenzteilers