V2: Dioden und Bipolartransistoren

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1 Elektronik-Praktikum V2: Dioden und ipolartransistoren utoren: Versuchszeitraum: Versuchsgruppe: bgabedatum:

2 Inhaltsverzeichnis 1 Materialien und Methoden Verwendete Messgeräte Verwendete auteile uswertung und Diskussion Dioden Strom-Spannungs-Kennlinien Differentieller Widerstand einer Diode ipolartransistoren Transistorkennlinien Übersicht über alle verwendeten Emitterschaltungen Schaltung : Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung Schaltung : Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung Schaltung C: Neudimensionierung der Emitterschaltung Schaltung D: Realer ufbau der Schaltung C Schaltung E: Erweiterung der Schaltung D um R 3 und C E nhang 20 1

3 1 Materialien und Methoden 1.1 Verwendete Messgeräte Funktionsgenerator FG-2005 (Hersteller G W INSTEK) Oszilloskop GDS-1022 (Hersteller G W INSTEK) DMM EX 330 (Hersteller EXTECH) Multimeter GS6510 (Hersteller Voltcraft) Zu den Geräten befanden sich am Versuchsplatz die entsprechenden edienungsanleitungen, aus denen auch die im Folgenden gemachten ngaben zu Leistungscharakteristika entnommen wurden. 1.2 Verwendete auteile Silizium-Dioden 1N4002 und 1N4004 Zenerdiode Z10 U8 10V Leuchtdiode, grün Schottky-Diode D2 1N5819 ipolartransistor (npn) C546 2 uswertung und Diskussion 2.1 Dioden Die Diode ist ein elektrischen auelement, welches Strom in eine Richtung nahezu ungehindert durchlässt (Durchlassrichtung) und in die andere Richtung nahezu vollständig sperrt (Sperrrichtung). In diesem Versuch wurden nur Halbleiterdioden untersucht. Diese bestehen entweder aus einem pn-dotierten Halbleiter (z.. Silizium) oder aus einem Halbleiter-Metall-Übergang (Schottky-Diode). Die Strom-Spannungskennlinie der Diode kann im Wesentlichen in drei ereiche gegliedert werden: dem Durchlass-, dem Sperr- und dem Durchbruchbereich. Wird die Diode in Durchlassrichtung betrieben, so fließt bei kleinen angelegten Spannungen zunächst kein merklicher Strom. Erst ab einer bestimmten für die Diode charakteristischen Grenzspannung setzt ein merklicher Stromfluss ein. Im Durchlassbereich wird das Strom-Spannungsverhalten einer idealen Diode durch die Shockley-Gleichung beschrieben ( ) I = I s e q 0 U k T 1, (1) wobei I s der Sättigungsstrom, T die Temperatur, k die oltzmannkonstante und q 0 die Ladung der Ladungsträger ist. Wird die Diode in Sperrrichtung betrieben, so leitet sie zunächst keinen merklichen Strom. ei der sogenannten Durchbruchspannung, steigt der Strom dann wieder stark an und die Diode wird in Sperrrichtung leitend. Die Durchbruchspannung ist wieder von Material und Dotierung abhängig. 2

4 Es können verschiedene Diodentypen nach Material, ufbau, Verwendungszweck und physikalischen Eigenschaften unterschieden werden. Siliziumdioden bestehen aus pn-dotiertem Silizium. Ihre Grenzspannung liegt typischerweise zwischen 0,6 V und 0,7 V. Zenerdioden sind speziell dotierte Silizium-Dioden mit einer besonders dünnen Sperrschicht am pn-übergang. In Durchlassrichtung verhalten sie sich wie normale Dioden, während in Sperrrichtung der differentielle Widerstand oberhalb der Durchbruchspannung stark zunimmt, weshalb trotz zunehmender Spannung kein merklicher Strom fließt. Sie werden meist in Sperrrichtung betrieben, um z.. Spannungen zu begrenzen. Leuchtdioden (LED) bestehen ebenfalls aus einem pn-übergang. llerdings werden hier direkte Halbleiter verwendet, wodurch es beim etrieb in Durchlassrichtung zu Rekombinationen kommt und die Diode Photonen einer vom Material und der Dotierung abhängigen Wellenlänge emittiert. Schottky-Dioden besitzen anstatt eines pn-übergangs einen Metall-Halbleiter-Übergang. ufgrund der so auftretenden Potentialbarriere hat die Schottky-Diode auch gleichrichtenden Charakter Strom-Spannungs-Kennlinien Zunächst wurden die Strom-Spannungs-Kennlinien von verschiedenen Dioden aufgenommen. Die Silizium-, Schottky- und Leuchtdioden wurden dabei in Durchlassrichtung, und die Zenerdiode in Sperrrichtung betrieben. Zum Schutz der Dioden gegen zu hohe Ströme wurde dabei ein ohmscher Widerstand mit 1 kω vorgeschaltet. Der zugehörige Schaltplan befindet sich in der Versuchsanleitung (Schaltskizze 10). Die Theorie sagt voraus, dass die Kennlinien von Dioden in Durchlassrichtung einen exponentiellen Verlauf der Form ( ) I = a e bu 1 (2) haben. Dieses Verhalten konnte mit Hilfe von Exponentialfits mit den vorliegenden Messdaten qualitativ bestätigt werden. 3

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8 Die mplituden der Wechselspannung und des Wechselstroms entsprechen dann den oben erwähnten δu D und δi D. Die Messungen wurden mit Hilfe eines Oszilloskops vorgenommen. Kanal 2 wurde dabei so geschaltet, dass U CH2 = U D direkt ablesbar war. Die Spannung U C am 100 Ω-Widerstand kann als Differenz zwischen den Spannungsmessungen an den beiden Kanälen bestimmt werden: U C = U CH1 U CH2 (6) Der Strom I C an diesem Widerstand ergibt sich dann aus dem Ohmschen Gesetz. Da der 1 kω-widerstand R 1 sehr viel größer als der Innenwiderstand der Diode ist, entspricht I C in guter Näherung dem Strom I D an der Diode. Für die Modulation wurde der Frequenzgenerator bei einer Frequenz von f = 500 khz und einer mplitude von V pp = 10 V betrieben. Die Frequenz wurde hoch gewählt, damit der Wechselstrom den Kondensator passieren konnte. Störsignale auf dem Kanal 2 des Oszilloskops verhinderten, die mplitude kleiner zu wählen. Tabelle 1: Messung zur estimmung des differentiellen Widerstands r D einer Silizium- Diode 1N4004. lle Spannungsmessungen wurden aufgrund von Störsignalen an gemittelten V rms durchgeführt. U P bezeichnet die Spannung am gewählten rbeitspunkt. U CH1 [V] U CH2 [V] U P [V] U C [V] U D [V] I C [] r D [Ω] 0,534 0,006 5,00 0,528 0,006 0,005 1,213 0,535 0,009 10,00 0,526 0,009 0,005 1,711 0,535 0,010 14,98 0,525 0,010 0,005 1,963 0,535 0,011 20,00 0,524 0,011 0,005 2,138 Entgegen der ursprünglichen Vermutung nimmt r D mit steigender rbeitspunktsspannung zu. Der normale Verlauf einer Diodenkennlinie würde hier erwarten lassen, dass r D im Gegenteil abnimmt. Dieses Ergebnis wurde am Messplatz mit verschiedenen auteilen immer wieder bestätigt: sowohl Diode als auch Kondensator und benutzt Messkabel wurden ausgetauscht. Die Messungen ergaben allerdings in allen Fällen qualitativ denselben nstieg von r D mit U P. Der physikalische Grund für diese bweichung ist unbekannt. Zu Vergleichszwecken wurde eine Simulation der gleichen Schaltung mit der Software Multisim 13.0 durchgeführt. Die Ergebnisse befinden sich in Tabelle 2. Hier konnte - anders als im realen Versuchsaufbau - die Modulationsspannung mit sehr kleiner mplitude eingespeist werden. Im idealen Fall der Simulation waren die Signale trotzdem gut darstellbar. Offenbar wird hier die theoretische Vermutung bestätigt: r D nimmt ab, je höher die Spannung des rbeitspunktes liegt. 7

9 Tabelle 2: Simulation zur estimmung des differentiellen Widerstands r D einer Silizium- Diode 1N4004G. U CH1 [V] U CH2 [V] U P [V] U C [V] U D [V] I C [] r D [Ω] 7,07E-03 6,70E-04 4,91 6,40E-03 6,70E-04 6,40E-05 10,47 7,07E-03 3,29E-04 10,62 6,74E-03 3,29E-04 6,74E-05 4,89 7,07E-03 2,29E-04 15,60 6,84E-03 2,29E-04 6,84E-05 3,34 7,07E-03 1,75E-04 20,58 6,89E-03 1,75E-04 6,89E-05 2, ipolartransistoren Transistorkennlinien Für einen C546 npn-transistor wurden mit dem am Versuchsplatz bereitgestellten Testgerät das usgangskennlinienfeld aufgenommen. ls Parameterbegrenzungen wurden I C,max = 100 m I,max = 0,5 m U CE,max = 5 V gewählt. Diese Maximalwerte wurden aus dem Datenblatt entnommen und dienen dazu, den Transistor nicht zu beschädigen. Das Ergebnis des Tests befindet sich in bbildung 5. bbildung 5: Kennlinien für einen C546 npn-transistor. ufgetragen sind die Kollektor- Emitter-Spannung U CE und der Kollektorstrom I C. Die unterschiedlichen Linien beschreiben das Verhalten bei verschiedene Werte für den asisstrom I, der im Testgerät von 0,05 m bis 0,5 m variiert wurde. Ein npn-ipolartransistor hat für positive U CE im Wesentlichen drei Funktionsbereiche: 8

10 im aktiven ereich ist die asisspannung höher als die Emitterspannung und die Kollektorspannung höher als die asisspannung. In diesem ereich ist eine aktive Verstärkung möglich und die Wahl eines rbeitspunktes sinnvoll. Nach oben beschränkt ist der rbeitsbereich bei diesem Transistor durch die maximale Leistung P tot = 500 mw > U CE I C, die auf dieser bbildung in der rechten oberen Ecke liegt. In einer grafischen Darstellung für größere U CE würden die Kennlinien entlang einer sogenannten Verlustleistungshyperbel abgeschnitten werden. Der Sättigungsbereich befindet sich am linken Rand der bbildung und ist durch einen scharfen nstieg von I C gekennzeichnet. Hier ist die asisspannung höher als die Emitterspannung, aber die Kollektorspannung ist niedriger als die asisspannung. n der Grenze zwischen aktivem und Sättigungsbereich ist U C = 0. In diesem ereich hat der Transistor die Funktion eines geschlossenen Schalters, eine Verstärkung ist hier nicht möglich. Im Sperrbereich ist die asisspannung niedriger als die Emitterspannung, und die Kollektorspannung ist niedriger als die asisspannung. Hier sperrt der Transistor in beide Richtungen und es fließt nur noch ein sehr geringer Strom, der Transistor hat die Funktion eines nicht-idealen offenen Schalters. Der Sperrbereich wurde hier nur qualitativ eingezeichnet. Das usgangskennlinienfeld kann auch genutzt werden, um den Stromverstärkungsfaktor β abzuschätzen: β = I C I. (7) In der bbildung 5 kann wie folgt vorgegangen werden: der bstand zwischen den einzelnen Kennlinien beträgt immer I = 0,05 m. Das I C kann dann auf der linken Seite auf der gewünschten Höhe von U CE abgeschätzt werden. In diesem Diagramm ergeben sich Werte von β = 80 für hohe I bis 300 für niedrige I Übersicht über alle verwendeten Emitterschaltungen Da im Laufe des Versuchs einige Emitterschaltungen mit ähnlichem ufbau aber kleinen Unterschieden bezüglich Dimensionierung und zusätzlicher auteile verwendet wurden, soll eine Nummerierung von -E die Orientierung erleichtern. Schaltung : Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung Schaltung : mit Stromgegenkopplung Schaltung C: mit neuer Dimensionierung Schaltung D: C im realen ufbau Schaltung E: D mit zusätzlichem Emitterwiderstand und Emitterkondensator Die Tabelle 3 verschafft einen Überblick über die jeweiligen Komponenten und Dimensionierungen der Schaltungen. 9

11 Tabelle 3: Übersicht über die Komponenten und Dimensionierungen aller verwendeten Emitterschaltungen. C D E R 1 [kω] R 2 [kω] 8,4 8, R 3 [Ω] R C [Ω] R E [Ω] C 1 [µf] 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0 C 2 [µf] 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0 C E [µf] , Schaltung : Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung Die erste Schaltung soll eine Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung sein, hier als Schaltung bezeichnet (Schaltskizze 11). Zunächst wird ein rbeitspunkt gewählt: U CE = 2,5 V I C = 5 m Die Versorgungsspannung wird U S = 5 V gesetzt, also dem doppelten Wert von U CE. Somit bleibt genügend Raum zur Modulierung mit einer Wechselspannung U ein = 0,1 V, ohne dass es zu bschneideeffekten im Verstärker kommt. Damit kann der Widerstand R C durch R C = U S U CE I C 500 Ω (8) berechnet werden. Nimmt man für den verwendeten C546-Transistor einen Verstärkungsfaktor von β 300 an, ergibt sich ein asisstrom I von I = I C β = 17 µ. (9) Zur estimmung des Stroms am Widerstand R 2 wird eine Faustregel verwendet: I R2 5 I = 83 µ. (10) Die benötigten Widerstände R 1 und R 2 können nun mit Hilfe der Kirchhoffschen Regeln dimensioniert werden: R 1 = U S U E I R2 I = 43 kω (11) R 2 = U E I R2 = 8,4 kω. (12) U E wurde hier mit dem für Silizium-Transistoren typischen Wert von 0,7 V angenommen, der für den gewählten rbeitspunkt im Datenblatt zu finden ist. Die Koppelkondensatoren C 1 und C 2 dienen im Wesentlichen dazu, die andbreite der Verstärkerschaltung festzulegen und Gleichstromanteile heraus zu filtern. Damit verhindern sie, dass der rbeitspunkt durch die Last bzw. das Signal beeinflusst wird. Sie können daher der nwendung angemessen gewählt werden hier zu C 1 = C 2 = 1 µf. (13) 10

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13 schaltbild ein Hochpass herangezogen werden, der aus dem Koppelkondensator C hp = C 1 und dem ohmschen Eingangswiderstand der Schaltung hinter dem Koppelkondensator R hp besteht. R hp ergibt sich dann aus der Parallelschaltung von R 1, R 2 und R E, dem asis- Emitter-Widerstand des Transistors. Letzterer kann mit Hilfe der Simulation abgeschätzt durch R E = U E I 1,6 kω (14) werden, wobei die Differenzen den Peak-to-Peak-Werten der Größen in der Simulation entsprechen. Nun kann R ein berechnet werden: ( 1 R hp = 1 1 ) 1 1,35 kω (15) R 1 R 2 R E Damit errechnet sich die theoretische Grenzfrequenz der Schaltung nach der Formel für Hochpässe 1 f g =. (16) 2πR hp C hp In der Simulation kann die Grenzfrequenz bequem über den odeplot abgelesen werden. Hierbei wurde die Grenzfrequenz als diejenige Frequenz identifiziert, bei der die Verstärkung der Schaltung um 3 d unter das Maximum absinkt. Ein Vergleich der Werte befindet sich in Tabelle 5. Tabelle 5: Untere Grenzfrequenz der Schaltung für verschiedene Kopplungskondensatoren. C 1 f theor. g f simul. g 1 µf 118,1 Hz 120,0 Hz 10 µf 11,8 Hz 11,8 Hz 100 µf 1,2 Hz 1,2 Hz Im nächsten Schritt sollten die Ein- und usgangswiderstände der Emitterschaltung bestimmt werden. Sowohl R ein als auch R aus können nicht direkt gemessen werden. Stattdessen wird die Schaltung um einen Lastwiderstand bzw. einen Vorwiderstand erweitert. Im Falle von R aus wird ein Lastwiderstand R L der Emitterschaltung parallel nachgeschaltet. Geht R L gegen Unendlich, befindet sich die Schaltung im Leerlauf und es stellt sich über den Lastwiderstand eine bestimmte Spannung U L = U leer ein. Wird jetzt R L schrittweise verringert, so fällt U L ab. Wird nun die Masche von R L und R aus betrachtet, gilt: R aus R L = U leer U L U L. (17) Sobald die gemessene Spannung U L die Hälfte der Leerlaufspannung U leer erreicht gilt folglich R aus = R L. Für die estimmung von R ein wird der Schaltung ein Widerstand R V in Reihe vorgeschaltet. Für R V = 0 Ω fällt über die Emitterschaltung eine bestimmte Spannung U ein = U 0 ab. Wird der Vorwiderstand nun erhöht, sinkt die Spannung U ein. Hier führt die Maschenregel auf R ein R V = Sobald U ein auf die Hälfte von U 0 abgefallen ist, gilt R ein = R V. U ein U 0 U ein. (18) 12

14 Die Ergebnisse für Schaltung sind in Tabelle 6 zusammengefasst. Tabelle 6: Indirekte estimmung der Ein- und usgangswiderstände der Emitterschaltungen ohne Stromgegenkopplung (Schaltung ) und mit Stromgegenkopplung (Schaltung C). Für die jeweils untere Zeile gilt R L = R aus bzw. R V = R ein. estimmung von R ein R V U ein R V U ein 0 Ω 7,0 mv 0 Ω 70,7 mv 1400 Ω 3,45 mv 5400 Ω 35,1 mv C estimmung von R aus R L U L R L U L 10 MΩ 624 mv 10 MΩ 616 mv 500 Ω 317 mv 500 Ω 315 mv C Offenbar gilt R aus = R C, weiterhin entspricht das so bestimmte R ein in guter Näherung dem oben bestimmten theoretischen Wert. Wird die Schaltung mit einem Lastwiderstand R L betrieben, so wirken C 2 und R L wie ein zweiter Hochpass. Die Gesamtschaltung erhält dadurch eine zweite Grenzfrequenz. Wenn nun die oben aus der Hochpassbetrachtung bestimmte Grenzfrequenz fg 1 genannt wird, gilt für 1 R L < 2πfg 1, (19) C 2 dass die andbreite der Emitterschaltung verkleinert wird, weil für die neu auftretende Grenzfrequenz f 2 g > f 1 g gilt. Darum muss bei der Dimensionierung der Schaltung auf die Größe der später anliegenden Last geachtet werden Schaltung : Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung Die Schaltung mit eingefügtem Stromgegenkopplungswiderstand R E = 47 Ω aber identischer Dimensionierung soll als Schaltung bezeichnet werden. Das Einfügen eines Widerstands R E ändert die Daten der im letzten bschnitt dimensionierten Emitterschaltung erheblich, wie ein lick in Tabelle 7 zeigt. Tabelle 7: Unterschiede zwischen der ursprünglichen Emitterschaltung () und der Schaltung mit zusätzlicher Stromgegenkopplung () durch Einfügen eines Widerstandes R E. C f g [Hz] U,max [d] 39,0 18,5 18,5 I C [m] 5,57 2,21 4,44 U CE [V] 2,22 3,89 2,99 U E [V] 0,69 0,76 0,89 U C [V] 1,53 3,13 2,10 13

15 Es verschiebt sich sowohl der rbeitspunkt als auch die Grenzfrequenz und die maximale Verstärkung U,max nimmt ab. Eine Neudimensionierung der Schaltung ist also unumgänglich Schaltung C: Neudimensionierung der Emitterschaltung Die Schaltung soll durch Neudimensionierung wieder näher an den rbeitspunkt der Schaltung gebracht werden. Die neu dimensionierte Schaltung soll im Folgenden als Schaltung C bezeichnet werden. Dabei sollen die folgenden Werte gelten: U E = 0,7 V U CE = 2,5 V U S = 5 V I C = 5 m Es wird davon ausgegangen, dass weiterhin β 300 gilt. Damit bleiben die folgenden Größen unverändert: I = 17 µ R 1 = 43 kω I C = 85 µ In der neuen Schaltung hängt die Verstärkung U maßgeblich vom Verhältnis zwischen R C und R E ab: U = U aus U ein R C R E (20) d U = 20 log 10 U (21) Um eine etwa 10-fache Verstärkung zu erreichen, wurde der Widerstand R E gewählt. = 47 Ω Nun gilt Damit ergibt sich eine Verstärkung von R C = U S U CE I C R E 453 Ω (22) R 2 = U E U RE I R2 11 kω. (23) U 10 d U 20 d. Offenbar bleibt auch bei der Neudimensionierung die Verschiebung der Grenzfrequenz und die Verringerung der maximalen Verstärkung erhalten. Dies ist auch theoretisch ersichtlich, da f g von dem Schaltungswiderstand R hp abhängt, der sich durch die Einführung von R E ändert. Die maximale Verstärkung hängt in der Schaltung mit Stromgegenkopplung wie oben erwähnt vom Verhältnis zwischen R C und R E ab und ist damit weitgehend unabhängig von der Wahl des rbeitspunktes. Der rbeitspunkt nähert sich für Schaltung C wieder seinem ursprünglichen Wert aus Schaltung an, auch wenn die nnäherung hier nur tendenziell zu erkennen ist. Dies 14

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17 Tabelle 8: In der realen Schaltung D real verwendete auteile und Größen. R 1 = 39 kω R E = 47 Ω R 2 = 10 kω R C = 470 Ω C 1 = 1 µf U S = 5 V C 2 = 1 µf U ein = 0,1 V Um die Vergleichbarkeit zwischen realer Schaltung und Simulation zu gewährleisten wurde auch die Simulationsschaltung auf diese Werte angepasst (D simul ). Ein Vergleich der Übertragungsfunktion der realen Schaltung und der Simulation befindet sich in Tabelle 9. Tabelle 9: Vergleich der Übertragungsfunktionen zwischen der Simulation D simul und der realen Schaltung D real mit den in Tabelle 8 aufgeführten Werten. f [Hz] U ein,real [V] U aus,real [V] d real [d] d simul [d] 5 0,076 0,116 3,7 3,2 10 0,076 0,224 9,4 8,9 20 0,076 0,392 14,3 13,7 30 0,075 0,495 16,4 15,8 60 0,074 0,620 18,5 17, ,073 0,670 19,3 18, ,075 0,700 19,4 18, ,075 0,710 19,5 18, ,075 0,700 19,4 18,8 Offenbar liegen die realen Verstärkungswerte überall leicht über den Werten in der Simulation. Dies liegt mit hoher Wahrscheinlichkeit in den Fertigungstoleranzen der verwendeten auteile, insbesondere von R C und R E, begründet. llgemein können die Ergebnisse als gut übereinstimmend interpretiert werden. In einem letzten Schritt wurde ein hochohmiger (etwa 100 Ω) Lautsprecher an den Verstärker angeschlossen. ls Eingangssignal sorgte zunächst ein Sinus aus dem Funktionsgenerator. Wird der Verstärker in die Übersteuerung getrieben, d.h. die mplitude des Eingangssignals U ein ist zu hoch gegenüber der Versorgungsspannung U S gewählt, wird das Signal abgeschnitten, wie in bbildung 8 zu sehen ist. 16

18 bbildung 8: bschneiden des Eingangssignals bei zu hoch gewählter mplitude U ein = 0,5 V. Der Sinus im unteren ildbereich beschreibt das Eingangssignal, die abgeschnittene Kurve im oberen ereich wurde am usgang des Verstärkers gemessen. Dies kann auch akustisch wahrgenommen werden: bei Übersteuerung sind zusätzlich zum Grundsinuston weitere Oberschwingungen wahrzunehmen. Noch deutlicher wurde der Effekt, als die Schaltung testweise mit Musik aus dem udioausgang eines Computers betrieben wurde Schaltung E: Erweiterung der Schaltung D um R 3 und C E Schließlich wird in die Schaltung ein weiterer Widerstand R 3 und ein Kondensator C E eingefügt, die so entstehende Schaltung wird mit E bezeichnet (Schaltskizze 13). uf die Lage des rbeitspunktes hat diese Erweiterung keinen Einfluss, da über den Kondensator kein Gleichstrom fließt. Für Wechselstrom wirkt der Zusatz hingegen wie eine Parallelschaltung von ohmschem Widerstand R E und dem frequenzabhängigen Widerstand Z = 1 iωc E R 3. (25) Werden zum eispiel die Werte R 3 = 5 Ω und C E = 2 µf in die Schaltung eingebaut, ergibt sich das in bbildung 9 dargestellte ild. Offenbar kommt es zu einer weiteren frequenzabhängigen Veränderung der Übertragungsfunktion: für Frequenzen über einer bestimmten Grenze steigt die Verstärkungsleistung der Emitterschaltung weiter an. Die Signale mit niedrigeren Frequenzen sind hingegen nicht betroffen. 17

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20 thode in der Simulation bestimmt. Wie man in Tabelle 10 sehen kann, ergibt sich durch die Einführung von R 3 und C E bei hohen Frequenzen ein neues Verhalten: während die Einund usgangswiderstände bei mittleren Frequenzen im Wesentlichen unverändert bleiben, sind bei hohen Frequenzen deutliche Unterschiede zu sehen. Der Eingangswiderstand hat sich in diesem eispiel mehr als halbiert, auch der usgangswiderstand wird durch R 3 und C E deutlich verkleinert. Die Wirkung der Koppelkondensatoren C 1 und C 2 wird durch die Erweiterung der Schaltung nicht beeinflusst. uch eine Last hat hier die gleichen uswirkungen wie in der Emitterschaltung ohne R 3 und C E : mit wachsender Last steigt die Verstärkung und die Grenzfrequenz des durch R L und C 2 gebildeten Hochpasses verkleinert sich. uf die durch C 3 bestimmte Grenzfrequenz hat R L keine uswirkungen. 19

21 nhang R1 R2 XFG1 1kΩ 100Ω C C XSC1 D V1 5.5V D1 1N4004G D Ext g _ XMM1 C1 100nF E E F F G G bbildung 10: ufbau der Schaltung für die Messung des differentiellen Widerstands einer Diode in Multisim. 20

22 C C D D E E F F G G Q1 C546P R2 8.4kΩ RC 500Ω C1 1µF C2 1µF XP1 IN OUT XFG1 V2 5V R1 43kΩ XSC1 Ext ig RE 47Ω bbildung 11: Simulation zur Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung C C D D E E F F G G Q1 C546P R2 10kΩ R1 39kΩ RC 470Ω C1 1µF C2 1µF XP1 IN OUT XFG1 V1 5V RE 47Ω XSC1 Ext ig bbildung 12: Simulation zur Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung. 21

23 XSC1 Ext ig V1 5V XP1 C R1 39kΩ RC 470Ω C2 IN OUT C 1µF D C1 Q1 D 1µF C546P R3 E XFG1 R2 10kΩ RE 47Ω 5Ω CE 2µF E F F G G bbildung 13: Simulation zur Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung und Emitterkondensator C E sowie Widerstand R 3. 22

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