FET Switch & Power. Roland Küng, 2010

Transkript

1 FET Switch & Power Roland Küng,

2 without quad. term ohmic resistor 2

3 Review Bias Verstärker Datenblatt: K = 2.5 ma/v 2, V t = 2 V, Wahl I D = 10 ma, V DS = 4 V, V DD = 12 V R S = 300 Ω, R 1 = 500 kω, V GS > V t i 2 D = K(vGS Vt ) V G = V DD R2 R + R 1 2 FET Typ? V S =? V GS =? V G =? V D =? R D =? R 2 =? Check V DS > V GS - V t Lösung: NMOS-E, 3 V, 4 V, 7 V, 7 V, 500, 700 k, 4 V > 2 V ok 3

4 FET als Schalter heisst FET als niederohmigen Widerstand betreiben Bedingung: v v DS DS < > V V GS GS V V t t NMOS PMOS Gleichung: i D = 2 K(v GS V ) v t DS oder r DS = v i DS D = 1 2 K(v GS V ) t 4

5 FET als Schalter Bedingung Triode Range: v v DS DS v v GS GS V V t t NMOS PMOS V G Design: Wähle v DS (kleiner Wert) Berechne I D mit Vorgabe V DD und R D Berechne V GS mit FET Gleichung (ohmic region) Erzeuge V GS Gleichung: i D = 2 K(v GS V ) v t DS oder r DS = v i DS D = 1 2 K(v GS V ) t 5

6 FET als Schalter Bedingung Triode Range : v DS v GS V t NMOS D V G Beispiel: R D = 1 k, VDD = 5 V, V DS = 0.1 V, K = 10 ma/v 2, V t = 3 V Gleichung: i D = 2 K(v GS V ) v t DS I D = 4.9/1k = 4.9 ma r DS = 20.4 Ω, V GS V t = 2.45 V V GS = 5.45 V V G = V GS + V S = 5.45 V check Triode Range: 0.1 < 2.45 ok oder r DS = v i DS D = 1 2 K(v GS V ) t 6

7 FET als Schalter Bedingung Triode Range : v DS v GS V t PMOS Beispiel: R D = 1k, VSS = 5 V, V DS = -0.1 V, K = 10 ma/v 2, V t = -3 V I D = 4.9/1k = 4.9 ma r DS = 20.4 Ω, V GS V t = V V GS = V V G = V GS + V S = V check Triode Range: -0.1 > ok Gleichung: i D = 2 K(v GS V ) v t DS oder r DS = v i DS D = 1 2 K(v GS V ) t 7

8 CMOS Schalter/Logik Stufe invertiert den Eingangszustand Immer einer der beiden Schalter FET ist off Stromverbrauch im statischen Zustand praktisch NULL (10 nw) Im dynamischen Fall müssen die Kapazitäten der FET und der Last umgeladen werden Stromverbrauch ca. 1mW/MHz Versorgungsspannungen von 0.75 V bis 15 V sind herstellbar Ausgang erreicht den maximalen Hub V DD Eingang ist sehr hochohmig (MΩ) 8

9 P P NAND N N NOR 9

10 Analog Schalter Single Type Es muss sichergestellt sein, dass FET im Triode Range arbeitet. FET stellt dann Widerstand r DS dar r DS nur für kleine Signalpegel konstant (v GS variiert!) Dual Type (Transmission Gate) N und P leiten je nach Signalpegel verschieden stark insgesamt ausgeglichener r DS 10

11 Lineare Spannungsregler Linearer Spannungsregler mit Z-Diode (Längsregler) + V EIN + V AUS + Erlaubt grössere Lastströme als I ZT - Nicht regelbar, nicht einstellbar - V BE ungenau - nur mit BJT empfohlen BJT: V AUS = V Z

12 Lineare Spannungsregler Linearer Spannungsregler mit variabler Spannung (Längsregler): Familie 78xx V BE wird durch OpAmp ausgeglichen + V EIN + V AUS V AUS = V Z R1 + R2 + R R + R V B < V OPmax < V EIN V E = V B Statt BJT auch Enh. NMOS einsetzbar Max. OpAmp Ausgangsspannung = V ein V CE muss typ. 2 V sein (OpAmp Sättigung) Auch PNP oder PMOS 12 (OP-Eingänge vertauschen) LDO

13 LDO: Low Dropout Regler Für PNP, PMOS reicht die max. OpAmp Ausgangsspannung auch für PNP-Transistor Betrieb im Sättigungsbereich PMOS FET Betrieb in der Ohmic Region Dropout typ V erreichbar V OPmax = V Input E C S D V B = V EIN < V OPmax V C = V E -0.3 Low-Dropout PNP Regulator V G = V EIN - V t < V OPmax V D V S Low-Dropout P-Channel MOSFET Regulator 13

14 Längsregler 78XX (für negative Spannungen: 79X) 14

15 Längsregler Variabel I O < 1.5 A V REF = 1.25 V ± 50 mv I ADJ = µa, Voltage & Load Variation < 5 µa 15

16 Lab Längsregler Q1, Q2: 2N2219 OP: ua741 an V IN, GND D1: 4.7 V oder 5.1 V Messen: Vout = f(vin) Vout = f(r L ) V IN = 9 15 V, 10 µf on Board I Z = 10 V in = 12 V R 2 = 4.7 kω V OUT = 9 V R L = 22k, 2200, 820, 220 Ω Kurzschlussstrom: 50 ma Messen mit R L = 100 Ω, 0 Ω Q2 stiehlt Basisstrom von Q1 ua741 ist kurzschlussfest: Imax=20 ma 16

17 Schaltregler (Power) Linearer Spannungsregler haben geringen Wirkungsgrad, dafür ein Ausgangssignal ohne jeden Ripple Wirkungsgrad sind aber wichtig für: 17

18 Schaltregler engl. Switching Regulator, DC-DC Converter Ansatz: Anstelle des linear betriebenen Transistors einen Umschalter benutzten V S V 0 Buck Converter (Abwärtsregler) V S Was ist zu erwarten? V 0 =D V S Mittelwert der Rechteckspannung 18

19 Buck Converter V/I Verlauf Betrachtungsweise LC als Mittelwert-Filter 19

20 Buck Converter Betrachtung V/I in Schalterphasen Phase 1 Cap. Current Diode ist in Sperrrichtung betrieben Spannung über L ist V S -V 0 Strom durch L nimmt linear zu Energie wird in Induktivität gespeichert Der Kondensator wird geladen Remember v i C L dil = L dt dv = C dt C 20

21 Buck Converter Betrachtung V/I in Schalterphasen Phase 2 Cap. Current Strom durch L muss weiter fliessen in gleicher Richtung Diode ist im Flussbetrieb (Schottky Diode verwenden) Spannung über L springt von V S -V 0 auf -V 0 -V D Strom durch L nimmt linear ab Induktivität gibt Energie an C weiter Remember v i C L dil = L dt dv = C dt C Note: Nutze Modell ideale Diode V D = 0 21

22 Buck Converter Betrachtung V/I in Schalterphasen Phase 2 Cap. Current Zeitlich parallel zum Laden: Sobald über C eine Spannung liegt fliesst ein Strom durch R Die Kapazität wird entladen Es stellt sich ein Gleichgewicht ein: Mittelwert der Rechteckspannung V 0 = D V S D = Tastverhältnis am Schalter, D = T on /(T on +T off ) V 0 weist einen geringen Dreieck Ripple auf mit der Schatlfrequenz 22

23 Buck Converter Realisierung mit Power FET und Schottky Diode FET: Enh. PMOS (auch NMOS) V S V 0 i L springt nicht! Gleichgewicht: Mittelwert i L = Laststrom I o 23

24 Buck Converter V/I Verlauf V Diode V S V o V o = V Diode gemittelt 24

25 Buck Converter Praxis Regelung der Spannung über das Tastverhältnis D Ersetzen Diode durch zweiten Power FET P-CH N-CH ohne Herleitung (Richtwert) f s : Schaltfrequenz I o : Laststrom V out : Ausgangs-Ripple RF (Vin Vout ) D Lf = RF = f I s o D = V out /V in C f = 1 8 V V out out (1 D) f 2 s L f Reservefaktor RF bei L f verhindert Lücken und Sättigung von I L und zu hohe Stromspitzen im Switch 25

26 Buck Converter Beispiel L f = RF (V f in s V I o out ) D C f = 1 8 V V out out (1 D) f 2 s L f Schaltfrequenz f s = 50 khz Eingangsspannung V in = 12 V Ausgangsspannung V out = 3 V Wunsch Ripple V out = 0.1 V Min. Ausgangsstrom I 0 = 2 A RF = 10 D = V out /V in = 0.25 (25%) 10 (12 3) 0.25 L f = = 225µ H f = = 5µ F µ C 2 26

27 Buck Converter: Regelung Prinzip Bild als Vergleich zu Linear Regler, Q1 ideal im Schalterbetrieb Hauptvorteil für Schaltregler: Wirkungsgrad erhöhen Hauptnachteil: Takt benötigt Puls-Breiten Modulator (PWM) Takt-Ripple überlagert an Last 27

28 Buck Converter: Regelung OpAmp in Gegenkopplung: Note: Q1, D1 ideal a) V in sinkt: V out versucht zu sinken V out = V ref (R 1 +R 2 )/R 2 = D V in Praxis: Anstelle OpAmp wird ein komplexer Regler verwendet b) V in steigt: V out versucht zu steigen 28

29 Beispiel Buck Converter Chip L1 D1 C2 Buck IC 29

30 Boost Converter Wunsch nach Versorgungsspannung ab Batterie mit geringer Spannung V S << V 0 Umbau V S V o V S V o 30

31 Boost Converter v i C L dil = L dt dv = C dt C V S V o V S V o V S V o Strom steigt linear an L lädt Energie auf i = L v L C liefert den gesamten Laststrom S t Spannung über L springt auf V S -V 0 Strom nimmt ohne Sprung linear ab L entlädt Energie in C und R 31

32 Boost Converter V S Endzustand? DT S (1-D)T S V S - V o Gleichgewicht erreicht wenn: Mittelwert i L = Laststrom I o d.h. wenn Wechselsignalanteil von i L über eine Periode gemittelt Null ist i L Ts = Io = Io + 0 v L (t)dt o = I o + V DT S S + (V S V 0 )(1 D) T S V 0 = VS 1 D 32

33 Boost Converter: V/I Verlauf V switch V S V o V o = V Switch Spitzenwert 33

34 Boost Converter N-CH P-CH Nie ohne Last! V out ohne Herleitung (Richtwert) f s : Schaltfrequenz I o : Laststrom V out : Ausgangs-Ripple 2 RF Vin D Lf = RF = f I V s o out C D I 1-D = V in / V out f fs Vout = 0 34 Tool:

35 Boost Converter Beispiel L f = 2 RF Vin D f I V s o out C f = f s D I0 V out Schaltfrequenz f s = 50 khz Eingangsspannung V in = 1.2 V Ausgangsspannung V out = 5 V Wunsch Ripple V out = 0.2 V Min. Ausgangsstrom I 0 = 50 ma RF = 10 D = (V out -V in )/V out = 0.76 (76%) Lf = = 876µ H C f = = 3.75µ F 0.2 *

36 Boost Converter Chip fs automatic adaptive up to 1 MHz 36

37 Boost Converter: Applikation Batteriespeisung Solarzellen + hoher Wirkungsgrad - Ripple mit Taktfrequenz überlagert 37

38 Klasse D Verstärker Vom Buck Converter zum Audio Verstärker Hohe Gleichspannung Lautsprecher Audiosignal Unterschiede: Tastverhältnis variabel Strom aus C f abziehen durch Last und nachladen über Buck L f, C f als Filter für 20 khz auslegen Taktrate so hoch wie möglich 38

39 Klasse D Verstärker N-CH und P-CH MOSFET 39

40 Klasse D Verstärker High Power mit Feedback Regelung für P out 40

41 Zusammenfassung FET sind auch als Schalter vielseitig: Digital Logik (CMOS) und Schalter für Analogsignale V DS muss dafür viel kleiner V GS -V t sein. Dimensionierung: V DS vorgeben, I D bestimmen, V GS berechnen. Lineare Spannungsregel zeigen ein sauberes Ausgangssignal, weisen aber meist einen schlechten Wirkungsgrad auf. Durch geschalteten MOSFET und Induktivität kann Energie von Eingangsquelle in Ausgangsquelle gewandelt werden. Tastverhältnis bestimmt Ausgangsspannung. typ. Wirkungsgrad > 90% Nachteil: Ausgangssignal enthält Ripple und spektrale Störungen Es gibt Abwärtswandler (Buck) und Aufwärtswandler (Boost) IC s bei denen nur L und C extern zugeschaltet werden müssen Ein Regelkreis sorgt für die korrekte Ausgangspannung bei variabler Quelle und Last 41

42 Buck & Boost Lab Berechnen und bauen sie nacheinander die folgenden getakteten Regler und messen die interessanten Grössen heraus: Variables D*, Vout, variable Last, Wirkungsgrad. Buck: 8 V DC auf 4 V DC, Laststrom 200 ma (4 R s parallel), fs = 5 khz, Ripple 100 mv Boost: 1.5 V AAA Batterie auf 3 V, Last 1..2 LED parallel à 20 ma, fs = 5 khz, Ripple 200 mv P N N Takt: 0V/8V Rechteck 50 Ω Generator *Einige Lab Geni erlauben nur fixes D= 0.5 P.S. Steckbrett schlecht geeignet, erlaubt nur fs = khz und qualitative Resultate. RF = 4 L- Wert: nur 10 mh und 20 mh vorhanden P-Enh MOSFET: IRF9540 (V t V), N-Enh MOSFET: IRF 510 (V t 2 4 V), Diode: Schottky Power:1N