Vergleich verschiedener Umrichtertopologien für Ausgangsströme im khz-bereich

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1 Vergleich verschiedener Umrichtertopologien für Ausgangsströme im khz-bereich A. Knop *, F.W. Fuchs + * Christian Albrechts Universität zu Kiel, Kaiserstraße 2, 2443 Kiel, ank@tf.uni-kiel.de + Christian Albrechts Universität zu Kiel, Kaiserstraße 2, 2443 Kiel, fwf@tf.uni-kiel.de. Einleitung In diesem Papier werden Pulsumrichtertopologien untersucht, die einen dreiphasigen Messstrom bis zu einer Frequenz von 0 khz erzeugen sollen. Die Aufgabe eines Pulswechselrichters (PWR) ist es, eine Gleichspannung in eine Wechselspannung beliebiger Frequenz umzuwandeln. Dies erfolgt durch das sinnvolle Schalten der im PWR enthaltenden Leistungshalbleiter. Aufgrund dieses Schaltens entstehen Oberschwingungen im Bereich und bei Vielfachen der Taktfrequenz. Häufiges Ziel ist es, diese Oberschwingungen in der Spannung und im Strom zu reduzieren. Dies kann durch eine Erhöhung der Taktfrequenz, Vergrößern der Filterinduktivität und Erhöhung der Spannungsstufen am Ausgang des PWR erfolgen. Bei Betrieb mit Ausgangsströmen einer hohen Grundschwingungsfrequenz darf die Filterinduktivität jedoch nicht zu groß gewählt werden. Ansonsten tritt ein zu hoher Spannungsabfall für die Grundschwingung über der Induktivität auf. Die verwendete Umrichtertopologie entscheidet über die Anzahl der Spannungsstufen. Durch diese unterschiedlichen Spannungsstufen in der Ausgangsspannung ist ein recht unterschiedliches Verhalten in Bezug auf Verzerrungen in der Ausgangsspannung zu erkennen. 2. Theoretische Grundlagen Beschreibung der Umrichter In diesem Abschnitt werden, die drei zu vergleichenden Umrichtertopologien vorgestellt. Dies umfasst die Schaltung und die auf den Ausgang geschalteten Spannungen. Hauptunterscheidungsmerkmal ist die Anzahl der Spannungsstufen und die Spannungsbelastung der Leistungshalbleiter. Die Anzahl der Spannungsstufen beschreiben die Anzahl der Spannungen zwischen einer Ausgangsspannung und der Mittelpunktspannung des Zwischenkreises []. Die Spannungsbelastung der Leistungshalbleiter wird bei idealer Betrachtung angegeben. Durch den variablen Bereich der Ausgangsfrequenz und -leistung kommen nur hartschaltende Umrichtervarianten in Frage.

2 Tabelle : Daten des Messumrichters Ausgangsspannung 260 V in Stern Phasenstrom I 20 A - 2 A Umrichterausgangsfrequenz f out 50 Hz - 0 khz Maximaler THD an der Last THD I 0 % Schaltfrequenz f T 50 khz a) Zweistufen Pulsumrichter Der Zweistufen-Umrichter ist der am weitesten verbreitetste Umrichter. Dieser besteht aus 6 schaltenden Leistungshalbleitern mit je einer antiparallelen Diode. Der Zwischenkreis besteht aus einer als ideal angenommen Spannungsquelle (siehe Abb. ). L Filter V B V C A B C N V B2 V C2 Abb. : Schaltbild des zweistufigen Pulsumrichters mit Filterinduktivität und geteilter Zwischenkreisspannung Die Ausgangsspannung setzt sich aus zwei Spannungszuständen zusammen. Diese entsprechen der positiven und negativen halben Zwischenkreisspannung (U d /2). Dies ist aus Abb. 2 ersichtlich. Dabei ist die Belastung der Leistungshalbleiter symmetrisch [2]. t 2 Abb. 2: Leitzustände bei positiven Stromfluss und bei unterschiedlichen Schaltzuständen eines Brückenzweigs des zweistufigen Umrichters b) Dreistufen Umrichter neutral-point-clamped (NPC) Der Dreistufen Umrichter ist in der Lage, drei Spannungsstufen am Ausgang einzustellen. Dies erfolgt bei dem NPC dadurch, dass die Mittelpunktspannung über die Clampingdioden D und D 2 an den Ausgang geschaltet wird [3]. Der komplette dreiphasige Umrichter ist in Abb. 3 dargestellt. Abb. 4 beschreibt beispielhaft die Entstehung der Ausgangsspannung. Dabei werden die Leistungshalbleiter maximal mit der halben Zwischenkreisspannung belastet [4] und eine Symmetrierung der Zwischenkreisspannung ist notwendig. Dies kann durch redundante Schaltzustände oder spezielle Modulationsverfahren erfolgen [,5]. Die Belastung der Leistungshalbleiter ist unsymmetrisch [2]. - 2

3 V B V C D A D B V B2 D C V C2 L Filter A B C N D A2 D B2 V B3 D C2 V C3 V B4 V C4 Abb. 3: Schaltung des NPC mit Filterinduktivität V A5 V A5 V A5 t V A6 V A6 V A Abb. 4: Leitzustände des NPC bei positiven Stromfluss und bei unterschiedlichen Schaltzuständen eines Brückenzweigs c) Dreistufen Umrichter flying-capacitor (FC) Eine alternative Struktur zum NPC ist die des FC (Abb. 5). Bei diesem sind anstatt der Clampingdioden Kapazitäten eingesetzt [5]. Die Anzahl und Art der Spannungsstufen sind mit dem NPC identisch. V B V C C B V B2 C V C2 L Filter A B C N V B3 V C3 V B4 V C4 Abb. 5: Schaltung des FC mit Filterinduktivität und geteilter Zwischenkreisspannung In Abb. 6 sind vier mögliche Kombinationen der Schaltzustände und die entsprechenden Ausgangsspannungen dargestellt. Die Zustände zwei und drei entsprechen der gleichen Ausgangsspannung. Wie bei dem NPC werden die Leistungshalbleiter maximal mit der halben Zwischenkreisspannung belastet [4].

4 t Abb. 6: Leitzustände des FC bei positiven Stromfluss und bei unterschiedlichen Schaltzuständen eines Brückenzweigs Bei dem FC müssen die Spannungen der Kapazitäten auf der halben Zwischenkreisspannung gehalten werden. Dies kann durch eine geschickte Wahl der Schaltzustände (Zustand zwei oder drei) erreicht werden [5]. Die Belastung der Leistungshalbleiter ist symmetrisch [2]. 3. Vergleichskriterien Um die Umrichtertopologien miteinander vergleichen zu können sind entsprechende Vergleichskriterien notwendig, die im Folgenden kurz vorgestellt werden. Als Grundlage für den Vergleich werden die Anforderungen an den Umrichter aus Tabelle vorausgesetzt. Dabei wird der kritische Betriebspunkt f out = 0 khz und I = 2 A herangezogen und die Last als rein ohmsch angesehen. a) Bauteilaufwand Der Bauteilaufwand beschreibt die Anzahl der notwendigen Leistungshalbleiter und Kapazitäten. Dabei wird deren Spannungsfestigkeit eine besondere Bedeutung zugetragen. Dies ist notwendig, da die Ein- und Ausschaltenergien der Leistungshalbleiter mit der zu schaltenden Spannung stark ansteigen. Der Umrichter wird mit einer hohen Taktfrequenz betrieben, so dass diese Schaltverluste nicht zu vernachlässigen sind. Weiterhin wird davon ausgegangen, dass jeder der verwendeten schaltenden Leistungshalbleiter eine antiparallele Diode besitzt, dessen Eigenschaften für den Vergleich nicht herangezogen werden. b) Oberschwingungsgehalt Ziel ist es, einen nahezu sinusförmigen Ausgangsstrom zu erzeugen. Ein nichtsinusförmiger Ausgangsstrom, der bei jeder taktenden Anwendung auftritt, enthält Oberschwingungen. Eine qualitative Aussage über den Oberschwingungsgehalt erhält man durch den THD-Wert (total harmonic distortion). THD = f > f out I f ~ out f ~ 2 I I Dieser Wert stellt das Verhältnis des Effektivwertes der Oberschwingungen zum Effektivwert der Grundschwingung dar. Nach Vorgabe darf dieser den Wert von THD = 0 % nicht überschreiten. ()

5 c) Filterinduktivität und Zwischenkreisspannung Je nach verwendeter Filterinduktivität, der Frequenz und der Last ändert sich der Betrag der Gesamtimpedanz. Z = R + ( π f L ) 2 (2) 2 Last 2 out Filter Durch diese Impedanz lässt sich die notwendige Zwischenkreisspannung bestimmen, die zur Einspeisung der Grundschwingung erforderlich ist. ~ U ZK 2 3 Z I = (3) Dies stellt die minimale Zwischenkreisspannung dar, die für notwendige Regelreserve mindestens um 8 % höher gewählt werden muss [4,6]. 4. Vergleich Ziel dieses Vergleiches ist es, den Aufwand für die Realisierung der oben vorgestellten Umrichtertopologien aufzuzeigen. Entscheidender Punkt ist dabei die Einhaltung des THD-Wertes an der Last. Die Abhängigkeit von der Filterinduktivität ist in Abb. 7 dargestellt. Wobei der Zusammenhang zwischen der Filterinduktivität und der Zwischenkreisspannung bereits berücksichtigt ist. Es ist zu erkennen, dass für den Zweistufen-Umrichter ein 3,5-mal so hoher Filteraufwand, im Vergleich zum FC und NPC, notwendig ist. Aus diesem Grunde ist für diese Umrichtertopologie auch die notwendige Zwischenkreisspannung entsprechend höher. Der NPC und der FC unterscheiden sich in Bezug auf die notwendige Filterinduktivität minimal. Der geringe Unterschied entsteht durch die verwendeten Modulationsverfahren [2]. 20 THD in % ,5,5 2 2,5 L in mh 2-Stufen 3-Stufen FC 3-Stufen NPC Abb. 7: Oberschwingungsverhalten in Bezug zur Filterinduktivität L Filter (f out = 0 khz, P =,6 kw, Spannung entsprechend der Anforderungen aus Tabelle ) Der Bauteilaufwand ist beim zweistufigen Umrichter am geringsten. Jedoch müssen bei dieser Topologie die Leistungshalbleiter eine Spannungsfestigkeit von mindestens 955 V aufweisen. Dabei sind die auftretenden Überspannungen, die durch die Streuinduktivitäten des Aufbaus entstehen, noch nicht berücksichtigt. Durch die hohe zu schaltenden Spannung erzeugen die Leistungshalbleiter zu hohe Schaltverluste [7]. Aus diesem Grunde ist für diese Variante eine Spannungsreduktion durch einen Transformator notwendig. Dieser ist für den gesamten Leistungs- und Frequenzbereich auszulegen.

6 Tabelle 2: Vergleich des Bauteilaufwandes für die Anforderungen aus Tabelle MOSFET U max Dioden Kapazitäten L Filter B6C V 0,7 mh NPC V 6 2 0,6 mh FC V 0 4 0,6 mh Für den NPC und FC stellt die Spannungsbelastung der Leistungshalbleiter kein Problem dar. Weiterhin ist bei diesen Topologien eine im Vergleich geringe Filterinduktivität notwendig. 5. Zusammenfassung In dieser Arbeit wurden drei verschieden Umrichtertopologien vorgestellt und für ihre Eignung als schnelltaktende Anwendung in Bezug auf den entstehenden Oberschwingungsgehalt und den zur Verfügung stehenden Leistungshalbleiter miteinander verglichen. Für NPC und FC ergibt sich für die gegebenen Ausgangsstromverzerrungen eine erheblich kleinere Filterinduktivitäten im Gegensatz dazu hat der Zweistufenumrichter den Vorteil der geringeren Anzahl an Leistungshalbleitern. 6. Literatur [] Jenni, F.; Wüest, D.: Steuerverfahren für selbstgeführte Stromrichter. Zürich: vdf- Hochschulverl. an der ETH Zürich u.a., ISBN [2] Krug, D.; Bernet, S.; Dieckerhoff, S.: Comparison of state-of-the-art voltage source converter topologies for medium voltage applications. In: Conference Record of the 2003 IEEE Industry Applications Conference, Bd ISBN [3] Delmas, L.; Meynard, TA.; Foch, H.; Gateau, G.: Comparative study of multilevel topologies: NPC, multicell inverter and SMC with IGBT. In: IECON th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, Bd ISBN [4] Rodríguez, J.; Pontt, J.; Lezana, P.; Kouro, S.: Tutorial on Multilevel Converters. In: PELINCEC. Warszawa, 2005 [5] Teodorescu, R.; Blaabjerg, F.; Pedersen, JK.; Cengelci, E.; Sulistijo, SU.; Woo, BO.; Enjeti, P.: Multilevel converters-a survey. In: 8th European Conference on Power Electronics and Applications. EPE' , p. p [6] Bernet, S.; Krug, D.; Fazel, SS.; Jalili, K.: Design and comparison of 4.6 kv neutral point clamped, flying capacitor and series connected H-bridge multi-level converters. In: Conference Record of the 2005 IEEE Industry Applications Conference Fortieth IAS Annual Meeting IEEE, Bd , p.. - ISBN [7] Nicolai, U.; Reimann, T.; Petzoldt, J.; Lutz, J.; Martin, P. R. W.; SEMIKRON International GmbH & Co.KG: Applikationshandbuch IGBT- und MOSFET-Leistungsmodule.. ed. Aufl. Ilmenau: ISLE, ISBN