8 Weitere Kriterien bei der Einstellung des AP

8 WEITERE KRITERIEN BEI DER EINSTELLUNG DES AP 8 Weitere Kriterien bei der Einstellung des AP 8. Aussteuerbereich Der Aussteuerbereich läßt sich anhand von Abb. (30) für minimale und maximale Ausgangsspannungen angeben: U 0 R C U RC Maximale Spannung U a,max : I C = 0 U RC = 0, U a = U 0 Minimale Spannung U a,min : bei U CE U CE,S 00 mv U CE,S R E U CE U RE U a Abb. 30: Spannungen im Ausgangskreis zur Definition des Aussteuerbereichs Zur Sicherheit gegen Bauelementetoleranzen, Temperatur und Betriebsspannungseinflüssen sollte, wenn möglich U CE U BE (U CB = 0) angestrebt werden. Dann gilt: U a,min = U BE + U RE. Der Aussteuerbereich ergibt sich damit zu: U a = U a,max U a,min = U 0 U BE U RE (92) Der Aussteuerbereich (=max. Spannungshub) kann also durch Wahl einer entsprechend hohen Betriebsspannung (Verlustleistung, Durchbruch ) vergrößert werden. Falls R E nur zur Einstellung des Arbeitspunktes verwendet wird, kann auch R E kapazitiv überbrückt werden (Verstärkung ). 42

8.2 Signalein-/auskopplung 8 WEITERE KRITERIEN BEI DER EINSTELLUNG DES AP 8.2 Signalein-/auskopplung Bisher wurde der Verstärker ein- und ausgangsseitig kapazitiv an Generator und Last 5 gekoppelt. Damit war er für die statische Analyse im AP von der umgebenden Schaltungent koppelt und konnte getrennt analysiert werden. Für gleichspannungsgekoppelte Schaltungen ist dies nicht mehr mögliche. Daher müssen die entsprechenden Eigenschaften der umgebenden (Teil-) Schaltungen mit in die Analyse einbezogen werden. Gute gleichspannungsgekoppelte Schaltungsentwürfe zeichnen sich dadurch aus, dass die Eigenschaften mehrerer Teilschaltungen vorteilhaft miteinander kombiniert werden. Beispiel: U 0 R C RK R C2 Analyse: T T2 R B R a)intuitiv, b)durch Rechnung. R E R 2 5 Generator und Last bezeichnen allgemein die ansteuernde und die angesteuerte Schaltung (u.u. komplexer Aufbau) 43

8.3 Wärmeleitung 8 WEITERE KRITERIEN BEI DER EINSTELLUNG DES AP 8.3 Wärmeleitung Die im Transistor erzeugte Verlustleistung wird durch Wärmeleitung oder Konvektion abgeführt. Dafür gilt das im folgenden abgeleitete thermische Ersatzschaltbild, das sich als Lösung der eindimensionalen Wärmeleitungsgleichungen: ergibt. Darin ist C th d T dt + T R th = P V (t) (93) P V (t) : Wäremstrom aufgrund der Temperaturdifferenz T T : Temperaturdifferenz zwischen zwei Körpern R th : Thermischer Widerstand des ÜbergangsT T 2 in K W C th : Wärmekapazität in W S K P (t) V T T 2 T = T T 2 Substituiert man: P V (t) i(t) T (t) u(t) = u u 2 C th C R th R ergibt sich aus (93): C d u(t) + u(t) dt R = i(t) Lösung der DGL mit Laplace Transformation: 44

8.3 Wärmeleitung 8 WEITERE KRITERIEN BEI DER EINSTELLUNG DES AP CsU + U R = I i(t) (94) I U = + Cs (95) R = R I + RCs (96) i(t) U u(t) U 2 R C Für den Sonderfall einer sprungförmigen Anregung folgt mit RC = τ: I(t) 0 t<0, i(t) = I 0 t>0 I = s I 0 I 0 0 t Resubstitution liefert: U = R I 0 s( + τs) RI 0 ( e t τ ) = u(t) (97) T (t) = R th P V 0 ( e t τ th ), τ th = R th C th (98) T P V0 R th 0,63 R th P V0 0 τ th t Abb. 3: Temperaturdifferenz über einem thermischen Übergang mit τ th = R th C th bei einem Verlustleistungssprung nach Gl. (00). 45

8.3 Wärmeleitung 8 WEITERE KRITERIEN BEI DER EINSTELLUNG DES AP Die Lösung in Gl. (98) beschreibt die Reaktion des thermischen Übergangs auf einen Verlustleistungssprung 0 t<0, P (t) = (99) P V 0 t>0 Im stationären Zustand: d T dt = 0 wird aus Gl. (98): T = R th P V 0 (00) In Anwendungen, in denen die Verlustleistung eines Transistors eine Temperaturerhöhung des Transistors (oder anderer umgebender Bauelemente) hervorruft, die die elektrischen Eigenschaften oder die Lebensdauer unzulässig verschlechtert, muss die Wärme mit gezielten Maßnahmen abgeführt werden. In der Praxis strebt man einen sog. thermischen Kurzschluss an, (R th = 0) bei dem die Sperrschichttemperatur nahezu den Wert der kühleren Soll-Temperatur annimmt. Im einfachsten und häufigsten Fall ist die Soll- Temperatur durch die Umgebungstemperatur vorgegeben. Die Sperrschicht gibt dann über die zwischen ihr und der Umgebungstemperatur liegenden thermischen Widerstände ihre Wärme ab. Die Temperaturdifferenz zwischen Sperrschicht und Umgebung ist dann die Summe der Temperaturabfälle an den einzelnen thermischen Widerständen des Übergangs. Ist: P V = P tot,max der maximal erlaubte Verlustleistung T j = T j,max der maximal erlaubte Sperrschichttemperatur T a = T a,max die maximal mögliche Umgebungstemperatur dann gilt folgende Dimensionierungsvorschrift für Kühlkörper mit Kühlmechanismus (Abstrahlung, Konvektion,...). R thch + R thha < T j,max T a,max P tot,max R thjc (0) 46

8.3 Wärmeleitung 8 WEITERE KRITERIEN BEI DER EINSTELLUNG DES AP T j T c T h T a P R v thje R thch R thha ( Umgebung ) "a" = ambient Sperrschicht "j" = junction Gehäuse (Transistor, IC) "c"=case Kühlkörper (Oberfläche) "h"=heatspreader Abb. 32: Elektrisches Ersatzschaltbild eines thermischen Übergangs zwischen Sperrschicht- und Umgebungstemperatur im stationären Zustand. 47

9 EINSTELLUNG DES ARBEITSPUNKTES BEI FELDEFFEKTTRANSISTOREN (FET) 9 Einstellung des Arbeitspunktes bei Feldeffekttransistoren (FET) Wie bei Bipolartransistoren (npn, pnp) wird auch bei den FET zwischen dem Elektronen- oder Löcherleitungstyp unterscheiden d.h. dem n- oder p-kanal- FET. Die Kennlinien des jeweils anderen Typs erhält man durch Spiegelung an der x- und y-achse der Kennlinienfelder. Daher beschränken wir uns im Folgenden auf die Darstellung des n-kanal-typen. 9. Kennlinien der n-kanal-typen I D Sperrschicht Fet ( JFet ) I DSS MOS Fet selbstleitend MOS Fet selbstsperrend I DSS U P U P U P 2 U P U GS Abb. 33: Steuerkennlinien verschiedener n-kanal Feldeffektransistoren. I D ohmscher Bereich Abschnürbereich ( Sättigungsbereich ) 2 I DSS U GS U P U DS Abb. 34: Ausgangskennlinienfeld eines n-kanal Feldeffekttransistors. Das Ausgangskennlinienfeld besitzt für alle n-kanal-typen die gleiche Charakteristik. Nach [sze..] kann unter der Annahme idealisierter Ladungs- 48

9 EINSTELLUNG DES ARBEITSPUNKTES BEI 9. Kennlinien der n-kanal-typen FELDEFFEKTTRANSISTOREN (FET) verteilungen im Kanal für JFET und MOSFET der Ausgangsstrom in Abhängigkeit von der Steuerspannung in gleicher Weise angenähert werden: Sperrbereich (U GS < U p ): I D 0. (02) Ohmscher Bereich (0 U DS < U GS U p und U GS U p ): I D 2I DSS (U Up 2 GS U p U DS 2 )U DS. (03) Abschnür-(Sättigungs)bereich (U DS U GS U p und U GS > U p ): I D I DSS (U Up 2 GS U p ) 2. (04) Für den MOS-FET wird oft k statt I DSS = ku 2 p 2 (05) verwandt. k läßt sich direkt aus der Geometrie, der Dielektrizitätskonstante des Gateoxids ɛ 0x und der Beweglichkeit der Ladungsträger des jeweiligen Kanaltypes bestimmen: ɛ 0x b k = µ n (06) d 0x L Gemeinsamkeiten mit AP-Einstellungen des Bipolartransistors: Aufgrund der Ähnlichkeit der Kennlinien der FETs untereinander kann auf die Diskussion der einzelnen Typen verzichtet werden. Auch ergeben sich aufgrund der ähnlichen Verläufe der Steuer- und Ausgangskennlinien analoge Überlegungen und Berechnungen wie bei Bipolartransistoren. Unterschiede (Vorspannung): Bezüglich der Arbeitspunkteinstellung benötigen (n-kanal-)sperrschicht-fet und selbstleitender MOS-FET im Unterschied zum vergleichbaren npn-transistor eine negative Gate-Source-Spannung. Diese kann wie in Abb. (35(a)) z. B. mit Hilfe der gleichen Schaltung wie für den Bipolartransistor eingestellt werden: Aufgrund des sehr kleinen Gate- 49

C8 9 EINSTELLUNG DES ARBEITSPUNKTES BEI 9. Kennlinien der n-kanal-typen FELDEFFEKTTRANSISTOREN (FET) U B U B R D R R D C8 C8 R 2 I G I D R S U E I G I S R R 2 I R R 3 (a) Beschaltung mit Gate- Spannungsteiler wie für den Bipolartransistor (b) Bootstrap-Variante. Abb. 35: Arbeitpunkteinstellung für Sperrschicht-FET und selbstleitenden MOS-FET (beide n-kanal) in Sourceschaltung. Stroms im na-bereich ergibt sich U GS = I D R S (07) Für den Betrieb im Sättigungsbereich (Gl. (04)) gilt: Umgestellt nach U GS ergibt sich für Gl. (07) I D = I DSS (U Up 2 GS U p ) 2 (08) U GS = R S I D = U p ( ID I DSS ) (09) Hieraus ergibt sich der für einen Strom I S in Arbeitspunkt erforderliche Wert R S = U p ID ( ) (0) I D I DSS Nachteil dieser Art der Arbeitspunkteinstellung ist, daß der Gate-Widerstand R 2 die Eingangsimpedanz der Stufe reduziert. Die Wahl eines sehr hochohmigen R 2 sollte aber vermieden werden, da 50

9 EINSTELLUNG DES ARBEITSPUNKTES BEI 9. Kennlinien der n-kanal-typen FELDEFFEKTTRANSISTOREN (FET) I G R 2 0 (Gate-Potential soll unabhängig von I G bleiben), Rauschspannung durch R 2 4kT BR 2, Realisierungsprobleme (Langzeitstabilität). Die in Abb. (35(b)) gezeigte Bootstrap-Variante vermeidet dieses Problem: Wir analysieren die Wirkungsweise der Schaltung für Wechselspannung durch intuitive Überlegungen: Für einen Querstrom I S durch R 2 + R 3 groß gegen I R, ist die Spannung über R 3 unabhängig von I R. Da der FET bezogen auf den Source-Anschluß als Source-Folger (Spannungsverstärkung ) arbeitet, liegt über R 3 die Spannung U 3 E R 2 +R 3 R. Gemäß dem Millerschen Theorem transformiert sich R bezüglich des Eingangs zu: R v R mit v R 3 R 2 + R 3 () R ( + R 3 R 2 )R (2) Durch kapazitive Überbrückung (Wechselspannungs-Kurzschluß) von R 2 können sehr hohe Werte für R erzielt werden (theoretisch: R ) Unterschiede (Temperatur): Für den Sperrschicht-FET gilt: Für den MOS-FET gilt: di D dt = 3I D + S } {{ 2T} T (3U T + W g(t ) U D ) q } {{ } <0 >0 di D dt = I D dµ n0 µ n0c 0x du p (U µ n0 dt L } {{ } 2 GS U p ) } {{ } }{{} dt >0 <0 <0 } {{ } <0 (3) (4) (vgl. Vorlesung Halbleiterbauelemente) Für beide Typen gilt, daß für große Ströme von I D der erste Term in Gl. (3) und (4) überwiegt, und damit der Drain-Strom mit steigender Temperatur abnimmt. Diese thermische Gegenkopplung erlaubt einen stabilen Betrieb der FETs ohne zusätzliche schaltungstechnische Maßnahmen wie bei den Bipolar-Transistoren. 5

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB 0 Die Transistorgrundschaltungen im Kleinsignalbetrieb Im folgenden betrachten wir den Kleinsignalbetrieb von Transistoren in Grundschaltungen. Wir zeigen die Vorgehensweise bei der Modellbildung, der Herleitung und der Interpretation der Ergebnisse beispielhaft für den NPN- Bipolar-Transistor. Der Transistor befindet sich jetzt in einem geeigneten Arbeitspunkt. Ein geeignetes Kleinsignalmodell für den Einsatz bis zu höchsten Frequenzen 6 zeigt Abb. 36. Es wurde in der Vorlesung Halbleiterbauelemente hergeleitet und kann für die hier angestellten Betrachtungen vereinfacht werden. C cba B r b b C cbi C C be = + C de C je g be U be C be g m Ube g 0 gm ω τ m = g m exp( j ) E Abb. 36: Breitbandiges Kleinsignalmodell des Bipolar-Transistors mit Gültigkeit bis ca. 2 3 f T. Zur Analyse und zum Verständnis der Eigenschaften der Transistorgrundschaltungen genügt die Betrachtung bei tiefen Frequenzen, bzw. für den Fall, daß die Eigenschaften der äußeren Beschaltung des Transistors über der Frequenz dominieren. Das Ersatzschaltbild kann dann wie in Abb. 37 vereinfacht werden (vgl. auch Anhang Zusammenhang zwischen AP und Kleinsignalparametern). 6 In der Praxis hat sich dieses Modell zur Analyse von integrierten Schaltungen bis ca. 2 3 f T bewährt (Es gilt auch bei sehr hohen Transitfrequenzen wie z.b. für f T = 50 GHz). Für die Untersuchung bei hohen Frequenzen können meist g 0 und g be vernachlässigt werden (Vertiefungsvorlesung). 52

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB B r b b C g be Ube g0 g m U be E Abb. 37: Vereinfachtes NF-Ersatzschaltbild des Bipolar-Transistors. Beachten: Dieses vereinfachte Transistormodell besitzt keine Rückwirkung vom Ausgang (Kollektor) zum Eingang (Basis) und eignet sich nur für Schaltungen, in denen die durch Miller-Transformation im Basiskreis liegende vergrößerte Kollektor-Basis-Kapazität vernachlässigbar ist. Definiert man ein Eingangs-und ein Ausgangstor 7, dann lassen sich die drei Anschlüsse 8 des Transistors mit diesen Toren in drei sinnvollen Konfigurationen verbinden. Man spricht von den drei Transistorgrundschaltungen. I U I U 2 U I U 2 U U 2 Emitter Kollektor Basis Grundschaltung Grundschaltung Grundschaltung (Emitterfolger) Abb. 38: Die drei möglichen Grundschaltungen eines Transistors. Der Begriff Grundschaltungen besitzt hierbei zwei Bedeutungen. Zum einen lassen sich alle Transistorschaltungen aus diesen Grundschaltungen aufbauen. Sie sind somit die Grundbestandteile komplexerer Schaltungen. Zum anderen stellt der gemeinsame Anschluß von Ein- und Ausgang den Bezugspunkt, also die Signalmasse ( ground ) für Ein- und Ausgangssignal 7 Es läßt sich zeigen, daß für einen Dreipol die Torbedingung immer erfüllt ist. 8 Genauer sind es meist (immer bei intergrierten Schaltungen) vier Anschlüsse. Der vierte Anschluss ist das Halbleitersubstrat. 53

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB dar. Der Transistoranschluß, der mit diesem Bezugspunkt verbunden ist, gibt der Grundschaltung ihren Namen. Beachten: Die Grundschaltung besitzt nur dann die für sie typischen (und vom Entwickler erwarteten) Eigenschaften, wenn die Torbedingung (I + I = 0, + = 0) erfüllt wird. Dies muß der Entwickler durch geeignete schaltungstechnische Maßnahmen erreichen 9. Beispiel: Welche Grundschaltung liegt vor? Rq I U U 2 R E I I 2 In der. Übung zur Vorlesung Einführung in die Elektronik II, Sommersemester 2003, Prof. Blum, (Download von EuS Homepage) werden die vier Betriebskenngrößen Spannungs- und Stromverstärkung, Ein- und Ausgangswiderstand für die drei Grundschaltungen berechnet. Im folgenden sollen zur vereinfachten Schreibweise die dort verwendeten Symbole wie folgt ersetzt werden: β := β AC, r b := r bb, g m := g mf (= S) 0 (5) verwendet werden. Anstelle g m kann auch alternativ r e = g m (6) verwendet werden. Davon wird besonders dann Gebrauch gemacht, um den Widerstandscharakter (r e ) von dem Verstärkungscharakter (Transkonduktanz oder Steilheit) g m bei der Interpretation zu unterscheiden. Das Ergebnis der Berechnung ist in der Tabelle () der folgenden Seite zusammengefaßt. 9 Dies geht aufgrund parasitärer Eigenschaften der Beschaltung des Transistors mit steigender Frequenz zunehmend schlechter. Bei höchsten Frequenzen liegen alle Grundschaltungen gleichzeitig vor (vgl. Elektronik III). 0 g m wird bevorzugt, da S leicht mit Laplace Operator verwechselt werden kann. 54

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB EGS KGS BGS Wechselstromersatzschaltbild I 0 R G U I R G U I U 2 U 2 I 0 2 I 0 R G U I U 2 g o Kleinsignalersatzschaltbild Vu = U 2 U VI = I Rein = U I Raus = U 2 I2 R G B I 0 I U r b g be gm +g be r b g o+ U be g m Ube E C g o g m B I r b g be E I 0 U 2 R G U g m Ube g o C U be U 2 (g r be +g m) b g o+ g R be + + (g L r b r m+g be ) a b b Näherung für: g o, r b g be für: a b β + g o β Näherung für: g o (g R be +g m) L g be g o+ β r b + βr e r b + go+ +g be +g m g +β o g o+ R G +r b + g be b R G E I I 0 U g be r b U be B g o +g r be + gm b r b g o+ g m Ube U 2 C r b +g r be b Näherung für: g o 0 g R o +g L r be + gm b r b β +r e g o g r be + + g be + r b (g b R be +g m) L Näherung für: g o für: g o 0, β g be g o+ r b + β ( + r e ) ( go +) r b +g be r b ( g be +)+g be + g be go (g be+g m) r e + r b β Näherung für: Näherung für: g o, r e g o 0 ) Näherung für: β, g o b RG+rb β + r e g o ( + gm rb +g o g be + r b g R be + + g be G r b r b > g o Tabelle : NF-Eigenschaften der (Bipolar-) Transistor Grundschaltungen. Umrechnung: β = gm g be = r eg be 55

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB EGS KGS BGS Kommentar V U = U 2 U g m r e+ r b β R ein = U I βr e + r b β( +r e )+r b r e + r b β V I = I β β Stromverstärkung Spannungsverstärkung Eingangswiderstand R aus = U 2 (ohne ), ( g 0 ) R G +r b β + r e, ( g 0 ) Ausgangswiderstand I I U U R U G 2 I R L U2 R G U R G U 2 Schaltbild Tabelle 2: Näherungen der Kenngrößen bei quasistatischem Kleinsignalbetrieb von Transistorgrundschaltungen mit Bipolartransistoren. Aus der Berechnung ergeben sich die in Tabelle (2) zusammengefaßten Näherungen für die Kenngrößen des quasistatischen Kleinsignalbetriebes der Grundschaltungen: Interpretation der Ergebnisse: V I : Wegen β DC β und I E I C βi B läßt sich das Ergebnis direkt ableiten. V U : Unter der für V U in der Regel gerechtfertigten Näherung ( r b βr e ; g 0 ) lassen sich die Gleichungen für die EGS und BGS direkt aus dem Ersatzschaltbild herleiten. Bei der EGS ist wegen r b βr e die Eingangsspannung U identisch mit U BE und steuert über g m direkt den Ausgangsstrom g m U be durch den Lastwiderstand. Mit dem Spannungsabfall U g m = U 2 ergibt sich das Ergebnis in der Tabelle. Das negative Vorzeichen läßt sich erklären über die unterschiedliche Richtung von Strom und Spannungszählpfeil. Bei der BGS ist der Eingangsstrom 56

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB aufgrund des Eingangswiderstandes I = U R ein. Da Kollektorstrom und Emitterstrom in etwa gleich sind, gilt I = U R ein. Mit dem durch am Lastwiderstand hervorgerufenen Spannungsabfall ergibt sich das Ergebnis in der Tabelle. Für die KGS kann man sich erinnern, daß U be0 für einen Arbeitspunkt im Normal-aktiven Bereich auf der Steuerkennlinie näherungsweise konstant ist. Das gleiche gilt daher auch im Kleinsignalbetrieb. Zur Verdeutlichung dient die folgende Abschätzung: Die Extremwerte des Emitterstroms bei konstanter Basis-Emitterspannung u I C /ma 00 +500mV t 2 t t I E 420 Ω 5V U BE =U T ln I I2 500mV 0,8V 0,92V U BE Abb. 39: Beispiel zur Konstanz der Basis-Emitterspannung. Links: Emitterfolgers mit sinusförmiger Aussteuerung. Rechts: Geringe Änderung von U be trotz Änderung des Kollktorstroms um den Faktor 00 ergeben sich in dem Beispiel in Abb. (39) zu: I E (t ) (5V 0, 8V + 0, 5V ) =, 2mA = I Emax I E (t 2 ) (5V 0, 8V 0, 5V ) = 8, 8mA = I Emin wird die Stromabhhängigkeit von U be berücksichtigt, ergibt sich ein maximaler Unterschied U be der Basis-Emitterspannungen von U be = U T ln,2 8,8 = 6, 3mV Bezogen auf den Spannungshub ergibt sich damit ein Fehler von 6,3 0, 6 %. Daher kann in guter Näherung gelten: 000 Die Spannungsverstärkung des Emitterfolgers im quasistatischen Betrieb kann mit V U angenommen werden. 57

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB R ein : Durch die Wirkung der gesteuerten Quelle werden die Impedanzen zwischen der Emitter- und Basisseite mit der Stromverstärkung β transformiert. Impedanzen auf der Basisseite (R G und r b ) erscheinen durch β dividiert (verkleinert) auf der Emitterseite. Impedanzen auf der Emitterseite ( und r e ) erscheinen mit β multipliziert (vergrößert) auf der Basisseite. Dieses Verhalten kann in verallgemeinerter Form durch einen T-Operator auch für den HF-Bereich beschrieben werden. (Inhalt der Vertiefungsvorlesung). R aus : Für die EGS und BGS bildet die hochohmige (= g 0 ) Kollektorstromquelle (vgl. Ersatzschaltbild) parallel zu dem hochohmigen Ausgangsleitwert die Ausgangsimpedanz. Sie kann in guter Näherung ( g 0 ) als angenommen werden. Für die KGS stellt der Emitterknoten die Ausgangsimpedanz. Hier gilt wieder das Gleiche wie unter R ein. Entsprechend der vorangegangenen Interpretationen kann für die Tabelle (3) der Kenngrößen eine äquivalente Tabelle der Wirkungsersatzschaltbilder angegeben werden. Die Wirkungsersatzschaltbilder dienen dazu, die Wirkung des Transistors bei Betrachtung der jeweiligen Kenngröße darzustellen. Zu beachten ist, daß die angegebenen Ersatzschaltbilder nur bei der Ermittlung/Beobachtung der Kenngröße der jeweiligen Zeile ihre Gültigkeit besitzen. Die Ersatzschaltbilder gelten nur in ihrer Zeile aber für alle drei Grundschaltungen. Dies vereinfacht die Analyse von Schaltungen enorm, da anstelle von 2 Gleichungen nur drei ESB angewendet werden müssen. Zudem kommt der Bild-Charakter dem gewünschten intuitiven Vorgehen am nächsten. Selbstverständlich gelten die Wirkungsersatzschaltbilder, wie auch die gesamte vorhergehende Herleitung nur für den Bipolartransistor im normal-aktiven Bereich. 58

0 DIE TRANSISTORGRUNDSCHALTUNGEN IM KLEINSIGNALBETRIEB V I EGS/KGS/BGS IB β I B ~ β I B Anmerkung Kenngröße Die Wirkungs- Ersatzschaltbilder für V I und V U können bei der Schaltungsananlyse sowohl gleichzeitig, als auch alternativ angewandt werden. g mube V U U be B 8 C R a E ) Transistor ist nicht angeschlossen! (Nur symbolisch zur Orientierung) 2) R a R ein, r b R e β R a β R aus R R aus ein Bezugspotential der jeweiligen Grundschaltung. r e x Symbol bedeutet: Gesamter Widerstand von diesem Punkt aus in Richtung des Pfeiles gegen den Bezugspunkt ( ) gemessen. Tabelle 3: Wirkungsersatzschaltbilder der Transistorgrundschaltungen mit Bipolar-Transistoren. Das Wirkungsersatzschaltbild für die Ein- und Ausgangswiderstände kann nicht ohne weiteres mit denen von V U, V I kombiniert werden. 59