Spannungsstabilisierung Lukas Wissmann lukaswi@student.ethz.ch 23. Januar 2007
1 Inhaltsverzeichnis 1 Zusammenfassung 2 2 Übersicht 2 3 Aufbau und Messungen 3 3.1 Der Halbwellengleichrichter........................... 3 3.2 Der Vollwellengleichrichter............................ 5 3.3 Einuss eines RC-Tiefpasses........................... 7 3.4 Verwendung einer Zener-Diode......................... 8 3.5 Einbau eines OpAmp............................... 10 3.6 Erweiterung um einen Transistor........................ 11 3.7 Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung................ 14 Literaturverzeichnis 16
2 1 Zusammenfassung In diesem Versuch soll eine stabile, lastunabhängige und regelbare Gleichspannungsquelle gebaut werden. Dabei beginnt man mit einer einfachen Schaltung und fügt im Verlauf des Versuchs neue Bauteile hinzu. So entsteht schliesslich eine brauchbare Gleichspannungsquelle. Der Versuch ist mit viel Lötarbeit verbunden, die eine gewisse Sorgfalt voraussetzt, hat aber den Vorteil, dass man durch das fortlaufende Hinzufügen neuer Elemente und die etappenweise Messung ein gutes Gefühl für die verwendeten Bauteile entwickelt. 2 Übersicht Der Spannungsgleichrichter ist eine elegante, verhältnismässig umweltschonende Möglichkeit, aus einer Wechselspannungsquelle, wie man sie im Alltag in Form einer Steckdose antrit, eine Gleichspannungsquelle zu erhalten. Diese werden für viele elektronische Geräte benötigt. Eine solche Gleichspannungsquelle soll in diesem Versuch aufgebaut werden. Sie soll so gebaut sein, dass die abgegebene Gleichspannung möglichst unabhängig vom Ausgangsstrom und Schwankungen der Netzspannung (Eingangsspannung) ist. Dabei soll insbesondere darauf geachtet werden, dass die sogenannte Brummspannung, also die Reste der Wechselspannung, möglichst klein ist. Dabei wird, wie bereits erwähnt, Schritt für Schritt vorgegangen: Als Erstes wird ein Halbwellengleichrichter gebaut. Die entstandene Gleichspannungsquelle wird sowohl auf ihr Verhalten bei verschiedenen Lastströmen (mit festem Kondensator) als auch bei variablem Kondensator (mit festem Laststrom) untersucht. Dasselbe Verfahren wird beim Vollwellengleichrichter angewandt, der im Unterschied zum Halbwellengleichrichter mit einer sogenannten Diodenbrücke bestückt ist. Durch den Einbau eines RC-Tiefpasses kann erreicht werden, dass grosse Teile der hochfrequenten Brummspannung geltert werden. Damit wird eine Glättung der Spannungskurve erreicht. Die immer noch sehr variable Ausgangsspannung wird darauf mit Hilfe einer Zener- Diode stabilisiert. Mit Hilfe des Operationsverstärkers (OpAmp) macht man die Ausgangsspannung regelbar. Wiederum untersucht man, wie sich die stabilisierte, regelbare Ausgangsspannung und die Brummspannung bei verschiedenen Lastströmen verhalten. Schliesslich wird ein Transistor eingebaut, damit grössere Ströme zur Verfügung stehen. Auch hier misst man, wie sich Ausgangsspannung und Brummspannung bei variablem Laststrom verändern. Als letzte Messung wird das Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung untersucht. Dazu wird der Variac (Variable alternating current) zwischen Steckdose und Transformator gehängt, damit der Eektivwert der eingehenden Wechselspannung verändert werden kann.
3 3 Aufbau und Messungen 3.1 Der Halbwellengleichrichter Der Halbwellengleichrichter (Abb. 1) besteht aus einer Diode und einem nachgeschalteten Kondensator. Die Diode ist ein einfacher Gleichrichter, der nur die positive Halbwellenspannung passieren lässt, während die negative Spannung gesperrt wird. Durch den zusätzlichen Kondensator wird auch während der negativen Halbwelle Strom abgegeben. Der Kondensator wurde während der positiven Spannungsperiode aufgeladen und entlädt sich während der negativen Halbwelle. Abbildung 1: Halbwellengleichrichter In dieser Konguration wurden zwei verschiedenen Messungen durchgeführt. Einerseits wurde bei fester Kapazität C mit variabler Last gemessen (der Lastwiderstand nach dem Ampèremeter ist veränderbar), andererseits wurde das Verhalten bei konstant gehaltenem Laststrom mit verschiedenen Kondensatoren untersucht. Dabei wurde mit einer konstanten Eingangsspannung (peak to peak) U pp = 31 ± 0.5 V gearbeitet, was den Anschlüssen 0 und 10 V am Transformator entspricht. Zuerst wurde mit demselben Kondensator I L U AV U Br U Br,theoretisch 0 ma 15.11 ± 0.02 V 0 mv 0 mv 25 ± 0.2 ma 14.38 ± 0.02 V 220 ± 10 mv 227 mv 50 ± 0.2 ma 14.13 ± 0.02 V 420 ± 10 mv 455 mv 75 ± 0.2 ma 13.93 ± 0.02 V 630 ± 10 mv 682 mv 100 ± 0.3 ma 13.76 ± 0.02 V 820 ± 20 mv 909 mv 125 ± 0.3 ma 13.58 ± 0.02 V 1040 ± 20 mv 1140 mv 150 ± 0.3 ma 13.44 ± 0.02 V 1240 ± 20 mv 1360 mv Tabelle 1: Halbwellengleichrichter, Messung mit C = 2200 µf (C = 2200 µf) zwischen 0 und 150 ma in Abständen von 25 ma gemessen. Dabei beobachtet man, dass die Brummspannung U Br mit steigendem Laststrom I L linear zunimmt, mit einer Steigung von 8.3 V/A. Gleichzeitig nimmt die am Voltmeter gemessene Ausgangsspannung mit zunehmendem Laststrom linear ab (siehe Plot).
4 Für die zweite Messung wurden alle verfügbaren Kondensatoren zwischen 470 und 4700 µf C U AV U Br U Br,theoretisch 470 µf 13.72 ± 0.02 V 1.9 ± 0.1 V 2130 mv 1000 µf 14.12 ± 0.02 V 780 ± 20 mv 1000 mv 2200 µf 14.13 ± 0.02 V 420 ± 10 mv 455 mv 4700 µf 14.18 ± 0.02 V 210 ± 5 mv 213 mv Tabelle 2: Halbwellengleichrichter, Messung mit I L = 50 ± 0.2 ma verwendet. Der Laststrom wurde jeweils nach dem Einbau der Kondensatoren auf 50 ma eingestellt. Das Resultat der Messungen unter diesen Bedingungen ergibt, dass die Brummspannung umso kleiner ist, je grösser die Kapazität der verwendeten Kondensatoren ist. Dieses Ergebnis war genau so zu erwarten, denn ein Kondensator mit grosser Kapazität kann sich während der positiven Halbwelle mehr auaden und trägt deshalb bei seiner Entladung während der negativen Spannungsperiode mehr zur Aufrechterhaltung der Spannung bei. Eine grössere Kapazität liefert also mehr Spannung. Die gemessene Spannung U AV ist klein bei kleiner Kapazität und wird grösser mit zunehmender Kapazität. Zeichnet man die Abhängigkeit der Brummspannung vom reziproken Wert der Kapazität auf, so ndet man eine lineare Proportionalität.
5 3.2 Der Vollwellengleichrichter Im zweiten Arbeitsschritt wird der Halbwellengleichrichter zu einem Vollwellengleichrichter ausgebaut. Dies geschieht, indem man die einzelne Diode des Halbwellengleichrichters durch 4 Dioden ersetzt, die man so anordnet, dass eine Umpolung stattndet, also die negativen Spannungen positiv werden und auch zum Auaden des Kondensators beitragen. Diese sog. Brückenschaltung funktioniert folgendermassen: Während der positiven Halbwelle sind die Dioden D 1 und D 3 leitend, bei der negativen Halbwelle hingegen die Dioden D 2 und D 4, was zur Umpolung der negativen Spannung führt. Die Diodenbrücke ist als fertiges Bauteil in der Box enthalten. Abbildung 2: Vollwellengleichrichter
6 I L U AV U Br U Br,theoretisch 0 ma 14.53 ± 0.02 V 0 mv 0 mv 25 ± 0.2 ma 13.70 ± 0.02 V 100 ± 2 mv 113 mv 50 ± 0.2 ma 13.54 ± 0.02 V 190 ± 5 mv 227 mv 75 ± 0.2 ma 13.43 ± 0.02 V 285 ± 10 mv 340 mv 100 ± 0.3 ma 13.33 ± 0.02 V 360 ± 20 mv 454 mv 125 ± 0.3 ma 13.24 ± 0.02 V 450 ± 20 mv 568 mv 150 ± 0.3 ma 13.14 ± 0.02 V 530 ± 20 mv 682 mv Tabelle 3: Vollwellengleichrichter, Messung mit C = 2200 µf Auch beim Vollwellengleichrichter führt man nun wieder zwei Messungen bei variablem Strom bzw. variabler Kapazität durch. Hier ergeben sich unter denselben Voraussetzungen wie oben, also U pp = 31 ± 0.5 V mit denselben Kondensatoren und Stromstärken eine um einen Faktor 2 schwächere Brummspannung und eine etwas reduzierte Ausgangsspannung U AV. Die klar verringerte Brummspannung resultiert daraus, dass nun auch die negative Halbwelle zur Auadung des Kondensators benutzt wird. Die Frequenz der Brummspannung wird also im Vollwellengleichrichter im Verhältnis zum Halbwellengleichrichter verdoppelt. Wir haben also für die Brummspannung eine Frequenz von 50 Hz beim Halbwellengleichrichter und 100 Hz beim Vollwellengleichrichter. Zur Berechnung der theoretisch erwarteten Brummspannung verwenden wir die Formel U Br,theoretisch = I L C t, (1) wobei man beim Halbwellengleichrichter (Frequenz 50 Hz) für t = 20 ms einsetzt und beim Vollwellengleichrichter mit 100 Hz einen Wert von t = 10 ms benutzt.
7 C U AV U Br U Br,theoretisch 470 µf 13.38 ± 0.02 V 840 ± 20 mv 1060 mv 1000 µf 13.48 ± 0.02 V 350 ± 5 mv 500 mv 2200 µf 13.52 ± 0.02 V 185 ± 5 mv 227 mv 4700 µf 13.54 ± 0.02 V 94 ± 2 mv 106 mv Tabelle 4: Vollwellengleichrichter, Messung mit I L = 50 ± 0.2 ma 3.3 Einuss eines RC-Tiefpasses Der nun aufgebaute Vollwellengleichrichter ist zwar schon eine klare Verbesserung gegenüber dem Halbwellengleichrichter, die Brummspannung ist aber immer noch ziemlich hoch. Eine Möglichkeit zur weiteren Verbesserung der Schaltung ist die Glättung durch einen RC- Tiefpass. Er funktioniert nach dem Prinzip, dass hochfrequente Spannung kurzgeschlossen wird, während niederfrequente Anteile praktisch ungehindert passieren können. Der Widerstand R und die Kapazität C müssen so angepasst werden, dass die Grenzfrequenz f G = 1 2πRC des RC-Glieds klar kleiner als die Frequenz der Brummspannung, aber auch nicht allzu niedrig ist. (2)
8 Abbildung 3: Einbau des RC-Tiefpasses mit R = 12 Ω und C = 470 µf Die Brummspannung hat die doppelte Netzfrequenz, also 100 Hz, während die DC-Spannung niederfrequent ist. Als Grenzfrequenz wähle ich zirka 30 Hz. Um noch etwas Spielraum nach oben, wie auch nach unten zu haben (Widerstände sind ab 10 Ω vorhanden), wähle ich R = 12 Ω und C = 470 µf. Damit berechnet sich die Grenzfrequenz nach (1) zu 28.2 Hz. Da der RC-Tiefpass unabhängig vom benützen Kondensator arbeitet, misst man hier nur noch den Verlauf der Spannungen bei verschiedenen Lastströmen I L. Dabei wurde zum besseren Vergleich der Spannungen nochmals eine Kapazität von 2200 µf verwendet, obwohl mit der höheren Kapazität niedrigere Brummspannungen zu erwarten sind. Ab Kapitel 3.4 wurde dann nur noch mit der grössten verfügbaren Kapazität von 4700 µf gearbeitet. Die Tabelle zeigt jeweils die gemessenen Spannungswerte mit und ohne Tiefpass an (U Br,RC bzw. U Br ). Man stellt eine Verringerung von einem Faktor 4 durch diese Glättung fest, was einer weiteren, deutlichen Verbesserung der Schaltung entspricht. Nun sind wir zufrieden mit der Brummspannung und wollen uns der immer noch sehr starken Lastabhängigkeit der Schaltung zuwenden: Die Schaltung soll stabilisiert werden.
9 I L U AV U Br U Br,RC 25 ± 0.2 ma 12.75 ± 0.02 V 100 ± 2 mv 24 ± 1 mv 50 ± 0.2 ma 12.38 ± 0.02 V 190 ± 5 mv 46 ± 1 mv 75 ± 0.2 ma 12.01 ± 0.02 V 285 ± 5 mv 68 ± 2 mv 100 ± 0.3 ma 11.63 ± 0.02 V 370 ± 10 mv 88 ± 2 mv 125 ± 0.3 ma 11.29 ± 0.02 V 440 ± 10 mv 106 ± 2 mv 150 ± 0.5 ma 10.93 ± 0.02 V 530 ± 10 mv 124 ± 2 mv Tabelle 5: Einuss eines RC-Tiefpasses auf die Brummspannung 3.4 Verwendung einer Zener-Diode Je nach Verbraucherstrom liefern die bisherigen Schaltungen eine andere Spannung. Mit steigender Last sinkt auch die Ausgangsspannung. Um diesen Eekt zu eliminieren, verwenden wir eine Zener-Diode. Die hier benutzte Zener-Diode hat gemäss Spezizierung eine Sperrspannung von 5.1 V. Eine grosse Änderung des Stroms hat hier nur eine minimale Änderung der Spannung zur Folge. Abbildung 4: Schaltung mit Zener-Diode, Sperrspannung 5.1 V, R A = 82 Ω Bevor wir die Zener-Diode allerdings in Betrieb nehmen können, müssen wir den Wert des Widerstandes R A ermitteln. Die Berechnung des Arbeitswiderstandes R A erfolgt über die Formel R A = U in U A I L, (3) wobei für U in die Eingangsspannung des Arbeitswiderstandes aus Tabelle 6 und für U A die Sperrspannung eingesetzt wird, da wir nur knapp unter der Sperrspannung arbeiten wollen. Durch einsetzen erhält man R A = 12 V 5.1 V 80 ma 86 Ω. Wir wählen einen 82 Ω Widerstand. Die Spannung bleibt bis 80 ma relativ konstant. Bis zu dieser Last kann die Zener-Diode nahe ihrer Sperrspannung arbeiten. Bei höheren Lastströmen fällt über dem Widerstand mehr Spannung ab und an der Zener-Diode liegt eine niedrigere Spannung an. Deshalb kann ihre Arbeitsspannung nicht mehr aufrechterhalten werden. Die Spannung fällt bei Strömen über 90 ma schnell ab.
10 I L U AV 0 ma 5.08 ± 0.01 V 20 ± 0.1 ma 5.05 ± 0.01 V 40 ± 0.1 ma 5.03 ± 0.01 V 60 ± 0.2 ma 5.00 ± 0.01 V 80 ± 0.3 ma 4.96 ± 0.01 V 85 ± 0.3 ma 4.94 ± 0.01 V 90 ± 0.3 ma 4.91 ± 0.01 V 95 ± 0.3 ma 4.66 ± 0.01 V 100 ± 0.3 ma 4.20 ± 0.02 V 106 ± 0.3 ma 3.63 ± 0.03 V 110 ± 0.3 ma 3.25 ± 0.02 V 115 ± 0.3 ma 2.80 ± 0.02 V 121 ± 0.3 ma 2.25 ± 0.01 V 125 ± 0.3 ma 1.90 ± 0.01 V 130 ± 0.3 ma 1.40 ± 0.01 V 138 ± 0.3 ma 0.65 ± 0.01 V 142 ± 0.3 ma 0.285 ± 0.005 V Tabelle 6: Messung der stabilisierten Ausgangsspannung 3.5 Einbau eines OpAmp Die Spannung ist nun ziemlich laststabil. Noch kann man aber nur mit kleinen Strömen und Spannungen arbeiten. Das Ziel beim Einbau des Operationsverstärkers (OpAmp) ist nun,
11 die Spannung regelbar zu machen. Es handelt sich bei der Schaltung wie in Abb. 6 gezeigt um einen nicht-invertierenden Verstärker. Dazu wird ein OpAmp mit der entsprechenden Rückkopplung eingebaut. Das Schaltschema entnehmen wir der Versuchsanleitung. Die Speisung für den OpAmp liefert uns vorerst ein bereitgestellter, externer Spannungsstabilisator. Für R N wählt man den Widerstand so, dass die Verstärkung A = 1 + R N R 1 (4) möglichst gross ist. Ich habe mich für einen Widerstand von 4.7 kω entschieden. Für R 1 wird der mit einem Drehknopf versehene Regelwiderstand benützt, da man ihn ja variieren möchte. Abbildung 5: Spannungsverstärkung durch einen OpAmp Mit dem Drehknopf kann nun der Widerstand R 1 und mit ihm die Spannung variiert werden, und zwar etwa im Bereich von 7 bis 13 V. Für die Messungen wird die Spannung ohne Lastwiderstand auf 8 bzw. 10 V eingestellt. Danach wird der Strom jeweils schrittweise erhöht und untersucht, wie lange die Spannung konstant bleibt. Für U AV,8V sind dies 21.2 ma, mit U AV,10V beginnt die Spannung schon bei 19.6 ma zu fallen. Der maximale lieferbare Strom des OpAmps beträgt gemäss beiliegendem Datenblatt I sc = 25 ma. Darüber liefert der OpAmp keinen zusätzlichen Strom.
12 I L U AV,8V U AV,10V 0 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 3.2 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V - 4.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 6.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 8.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 10.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 12.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 14.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 16.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 18.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 10.00 ± 0.01 V 19.4 ± 0.05 ma - 10.00 ± 0.01 V 19.6 ± 0.05 ma - 9.86 ± 0.01 V 19.8 ± 0.05 ma - 9.58 ± 0.01 V 20.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 9.23 ± 0.01 V 21.0 ± 0.05 ma 8.00 ± 0.01 V 7.92 ± 0.01 V 21.2 ± 0.05 ma 7.89 ± 0.01 V - 21.4 ± 0.05 ma 7.71 ± 0.01 V - 21.6 ± 0.05 ma 7.31 ± 0.01 V - 21.8 ± 0.05 ma 7.06 ± 0.01 V - 22.0 ± 0.05 ma 6.87 ± 0.01 V - Tabelle 7: Messung der regulierten Ausgangsspannung ausgehend von 8 bzw. 10 V
13 3.6 Erweiterung um einen Transistor Als letzten Arbeitsschritt an unserer Schaltung wollen wir nun höhere Ströme zur Verfügung haben. Dies erreichen wir durch den Einbau eines Transistors. Er besteht aus einer Basis (B), durch die ein kleiner Strom I B iesst, sowie aus Kollektor (C) und Emitter (E), zwischen denen der eigentliche Strom iesst. Beim npn-transistor sind Basis und Kollektor positiv gegenüber dem Emitter, beim pnp sind B und C negativ gegenüber E. In diesem Versuch wurde der npn-kontakt verwendet (siehe Abb. 7). Man hätte aber durch einfaches Vertauschen von Kollektor und Emitter auch einen pnp-kontakt verlöten können. Abbildung 6: Transistor zur Verstärkung des Stroms Wie wir aus der Tabelle 8 sehen können, ist diese Schaltung nun für Stromstärken bis zu zirka 300 ma ausgelegt. Bis zu dieser Stromstärke ist die Spannung von 8 V stabil und auch keine Brummspannung erkennbar. Geht man aber über 340 ma hinaus, wird plötzlich wieder eine grosse Brummspannung von der Grössenordnung von 1 V gemessen. Dasselbe passiert bei der Messung ausgehend von U AV = 10 V, allerdings bereits bei 200 ma und mit einer mehr als zehnmal kleineren Brummspannung. Was passiert da genau?
14 I L U AV,8V U Br,8V U AV,10V U Br,10V 0 ma 8.00 ± 0.01 V 0 V 10.00 ± 0.01 V 0 V 10 ± 0.1 ma 8.00 ± 0.01 V 0 V - - 22 ± 0.1 ma 8.00 ± 0.01 V 0 V 10.00 ± 0.01 V 0 V 60 ± 0.1 ma 7.99 ± 0.01 V 0 V 9.99 ± 0.01 V 0 V 100 ± 0.2 ma 7.98 ± 0.01 V 0 V 9.98 ± 0.01 V 0 V 140 ± 0.2 ma 7.97 ± 0.01 V 0 V 9.97 ± 0.01 V 0 V 180 ± 0.5 ma 7.96 ± 0.01 V 0 V 9.96 ± 0.01 V 0 V 200 ± 0.5 ma 7.96 ± 0.01 V 0 V 9.95 ± 0.01 V 0 V 220 ± 0.5 ma 7.95 ± 0.01 V 0 V 9.92 ± 0.01 V 84 ± 2 mv 250 ± 0.5 ma 7.95 ± 0.01 V 0 V - - 270 ± 0.5 ma - - 9.18 ± 0.01 V 90 ± 2 mv 290 ± 0.5 ma 7.94 ± 0.01 V 0 V - - 340 ± 0.5 ma 7.93 ± 0.01 V 1.16 ± 0.02 V - - 376 ± 0.5 ma 7.41 ± 0.01 V 1.16 ± 0.02 V - - 429 ± 0.5 ma 5.95 ± 0.01 V 0.82 ± 0.02 V - - Tabelle 8: Messung des regulierten Stroms ausgehend von 8 bzw. 10 V Mit zunehmendem Strom steigt auch die Spannungsabfall über den verschiedenen Bauteilen der Schaltung. Da der Transistor aber für die Aufrechterhaltung seiner Funktion eine ebenso grosse Spannung am Kollektor (C) anliegen haben sollte, wie die über den Emitter am Ausgang der Schaltung anliegt, darf der Spannungsabfall über dem ersten Kondensator (C = 4700 µf) und dem Widerstand R = 12 Ω nicht zu gross sein. Wir wollen diesem Umstand Rechnung tragen und eine ansatzweise Kalkulation durchführen. Dazu betrachte die erste Messung mit U AV,8V bei 290 und 340 ma. Der Span-
15 nungsabfall über dem Kondensator berechnet sich zu U C=4.7mF = R I L = 1 νc I L = 1 100 4.7 mf I L. Mit den beiden Werten von 290 bzw. 340 ma erhält man einen Spannungsabfall von 617 bzw. 723 mv. Ebenso berechnet man für den Spannungsabfall über dem Widerstand mit U R=12Ω = R I L = 12 Ω I L Werte von 3.48 V für 290 ma und 4.08 V für 340 ma. Addiert man nun die jeweiligen Eingangsspannungen und bildet die Dierenz der beiden Fälle, so erhält man einen relativen Spannungsabfall von zirka 0.7 V bei einer Änderung der Stromstärke von 290 auf 340 ma. Anders gesagt: Die Spannung am Kollektor liegt bis 290 ma über den verlangten 8 V, danach fällt sie unter den benötigten Wert und der Transistor funktioniert nicht mehr. 3.7 Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung Zum Schluss soll die Schaltung noch auf ihr Verhalten bei Schwankungen der Netzspannung untersucht werden. Dazu wird zuerst der Operationsverstärker (OpAmp) noch mit U p2p U AV U Br 0 V 0 V 0 V 2 ± 0.1 V 0 V 0 V 4 ± 0.1 V 86.7 ± 0.1 mv 0 V 6 ± 0.2 V 760 ± 1 mv 0 V 8 ± 0.2 V 1680 ± 1 mv 0 V 10 ± 0.2 V 2625 ± 1 mv 0 V 12 ± 0.2 V 3.45 ± 0.01 V 0 V 14 ± 0.2 V 4.30 ± 0.01 V 3 ± 0.5 mv 16 ± 0.2 V 4.97 ± 0.01 V 4 ± 0.5 mv 18 ± 0.2 V 6.02 ± 0.01 V 6 ± 0.5 mv 20 ± 0.2 V 7.03 ± 0.01 V 9 ± 0.5 mv 22 ± 0.2 V 8.13 ± 0.01 V 12 ± 0.5 mv 24 ± 0.2 V 8.94 ± 0.01 V 14 ± 0.5 mv 26 ± 0.2 V 9.84 ± 0.01 V 16 ± 0.5 mv 28 ± 0.2 V 9.98 ± 0.01 V 0 V 30 ± 0.2 V 10.00 ± 0.01 V 0 V 32 ± 0.2 V 10.01 ± 0.01 V 0 V 34 ± 0.2 V 10.02 ± 0.01 V 0 V Tabelle 9: Messung des Verhaltens bei Schwankungen der Netzspannung, I L = 0 A der Schaltung verbunden, sodass die externe Speisung durch den bereitgestellten Spannungsstabilisator überüssig wird. Die damit verbundene Einbusse an Spannungsstabilität soll hier nicht diskutiert werden. Vielmehr untersuchen wir, was passiert, wenn die Netzspannung von 0 bis 260 V variiert. Dazu schliessen wir den Variac (Variable alternating current) vor den Transformator, also direkt an die Steckdose an.
Die erste Messung wird ohne Laststrom durchgeführt. Hier ist es noch ohne Probleme möglich, eine Ausgangsspannung von 10 V bei Haushaltsspannung (230 V) einzustellen. Bei der zweiten Messung mit einem Laststrom von 150 ma ist dies jedoch nicht mehr möglich, weshalb da von 8 V ausgegangen wird. Bei beiden Messungen fällt auf, dass die Brummspannung erst ab einer peak-to-peak Spannung von 28 V verschwindet. Bei kleineren Spannungen tritt dasselbe Phänomen auf, wie wir es beim Transistor gesehen haben. Aufgrund der zu kleinen Eingangsspannung und gleichbleibendem Spannungsabfall liegt am Kollektor des Transistors zu wenig Spannung an und er funktioniert nicht richtig. 16
17 U pp U AV U Br I L 0 V 0 V 0 V 0 ma 2 ± 0.1 V 0 V 0 V 0 ma 4 ± 0.1 V 0 mv 0 V 0 ma 6 ± 0.2 V 210 ± 1 mv 2 ± 0.1 mv 3.5 ± 0.1 ma 8 ± 0.2 V 845 ± 1 mv 7 ± 0.1 mv 15.7 ± 0.1 ma 10 ± 0.2 V 1658 ± 1 mv 12 ± 0.1 mv 30.9 ± 0.1 ma 12 ± 0.2 V 2.37 ± 0.01 V 18 ± 0.1 mv 44.2 ± 0.1 ma 14 ± 0.2 V 3.11 ± 0.01 V 22 ± 0.2 mv 58.1 ± 0.1 ma 16 ± 0.2 V 3.88 ± 0.01 V 28 ± 0.5 mv 72.4 ± 0.1 ma 18 ± 0.2 V 4.68 ± 0.01 V 36 ± 0.5 mv 87.4 ± 0.1 ma 20 ± 0.2 V 5.44 ± 0.01 V 42 ± 0.5 mv 101.5 ± 0.1 ma 22 ± 0.2 V 6.18 ± 0.01 V 50 ± 0.5 mv 115.1 ± 0.1 ma 24 ± 0.2 V 6.86 ± 0.01 V 54 ± 0.5 mv 127.9 ± 0.2 ma 26 ± 0.2 V 7.70 ± 0.01 V 64 ± 0.5 mv 143.5 ± 0.2 ma 28 ± 0.2 V 7.98 ± 0.01 V 0 V 148.8 ± 0.2 ma 30 ± 0.2 V 8.02 ± 0.01 V 0 V 149.6 ± 0.2 ma 32 ± 0.2 V 8.03 ± 0.01 V 0 V 149.9 ± 0.2 ma Tabelle 10: Messung des Verhaltens bei Schwankungen der Netzspannung, I L = 150±1 ma 4 Schlusswort In diesem Versuch wurde eine laststabile, regelbare Gleichspannungsquelle gebaut. Durch sukzessives Hinzufügen der notwendigen Bauteile wurde zuerst ein einfacher Halbwellengleichrichter gebaut, dessen Verbesserung durch einen Vollwellengleichrichter realisiert wurde. Die immer noch grosse Brummspannung konnte mittels RC-Tiefpass geglättet werden. Die Spannungsstabilisierung geschieht durch eine Zener-Diode. Mit Hilfe des OpAmps wird die Spannung regulierbar. Der Transistor schliesslich ermöglicht es, dass stärkere Lastströme geliefert werden können. Das Resultat des Versuchs ist ein Spannungsstabilisator, der Ausgangsspannungen zwischen 7 und 12 V liefert und bis zu einem Laststrom von 290 ma zuverlässig arbeitet.
18 Literatur [1] Spannungsstabilisierung Versuchsanleitung