Fachhochschule Dortmund FB Nachrichtentechnik

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1 Anleitung Grundlagen-Praktikum Teil 3: Elektronische Schaltungen und Systeme Prof. Dr. Hermann Gebhard Ausgabe für das WS 2003/2004 Letzte Änderung: 22. Oktober 2003

2 1 Spannungsstabilisierung mit Z-Dioden und Stromregelung als Beispiel einer Stabilisierungsschaltung 1.1 Allgemeines Zenerdioden (Z Dioden) zeigen im Sperrbereich einen steilen Stromanstieg und bieten deshalb die Möglichkeit, sie zur Stabilisierung von Gleichspannungen zu verwenden. Dazu schaltet man der Z-Diode einen Widerstand R V in Reihe, an dem die Differenz zwischen der unstabilisierten Eingangsspannung und der stabilisierten Ausgangsspannung (die gleich der Z-Spannung ist und vom gewählten Z-Diodentyp abhängt) abfällt (vgl. Abb. 1.1). Wenn man heute die Z-Dioden wegen ihres Temperaturganges und ihres Innenwiderstandes kaum noch als Spannungsreferenz benutzt (dafür gibt es Band-gap- Referenzelemente), so werden sie noch häufig als Spannungsbegrenzer innerhalb und an den Schnittstellen einer Schaltung eingesetzt. Abbildung 1.1: Spannungsstabilisierung mit Z-Diode (Prinzip) Notieren Sie vor Beginn der Versuchsdurchführung die Nummer des Experimentierboards und listen Sie die benutzten Messgeräte auf. 1.2 Untersuchung einer Stabilisierungsschaltung mit einer Z-Diode (Untersuchung der Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der Eingangsspannung) Bei der folgenden Stabilisierungsschaltung soll eine variable Gleichspannung U E = (0...15) V als Eingangsspannung gewählt werden. Die Ausgangsspannung ist mit einem Multimeter zu messen und die Messwerte sind in einer Tabelle einzutragen. Das Ergebnis ist grafisch darzustellen (U A gegen U E ) und zu interpretieren! Berechnen Sie für die Eingangsspannung U E = 13 V den Stabilisierungsfaktor S der Schaltung, indem Sie die erforderlichen Größen Ihrer Grafik entnehmen! Definition des Stabilisierungsfaktors : S = U E U A U A U E Geb 1 Seite 1-1

3 1.3 Bestimmung des Zenerstromes in Abhängigkeit von der Eingangsspannung Die Schaltung nach Abb. 1.2 wird benutzt, um die Abhängigkeit des Zenerstromes I Z von der Eingangsspannung U E = ( ) V (Schrittweite 1 V ) zu messen. Auch hier sind die Messwerte tabellarisch im Protokoll zu erfassen und anschließend grafisch darzustellen (I Z über U E ). Abbildung 1.2: Messung des Zenerstroms 1.4 Einfluß des Laststromes auf des Zenerstrom Mit der Schaltung in Abb. 1.3 wird der Einfluss des Laststromes I Last auf den Zenerstrom gemessen (benutzen Sie zur Strommessung ein analoges Multimeter). Wählen Sie für die Eingangsspannung U E = 15 V und variieren Sie den Laststrom im Bereich von 0 ma ma in Schritten von 1 ma durch Verstellen des Potentiometers R Last. Falls die Einstellung des Laststroms mit dem Potentiometer problematisch ist, kann in Reihe mit dem Amperemeter für I Last eine Widerstandsdekade geschaltet werden. In diesem Fall sollte das Potentiometer auf den kleinsten Widerstandswert eingestellt werden. Abbildung 1.3: Messung von Zenerstrom und Laststrom Geb 1 Seite 1-2

4 Tragen Sie die Messwerte in eine Tabelle ein und werten sie grafisch aus (I Z über I Last auftragen). 1.5 Stromregler als Beispiel einer Stabilisierungsschaltung Bei Stromreglern wird die Regeldifferenz X W zwischen einer konstanten Führungsgröße (Sollwert) und dem zu regelnden Wert X der Regelgröße (Istwert) gebildet. Mit dieser Differenz wird ein Stellglied so gesteuert, dass einer Abweichung der Regelgröße vom Sollwert entgegengewirkt wird. Als Sollwert dient hierbei die konstante Spannung einer Z-Diode. Sie wird bei dem Stromregler mit dem stromabhängigen Spannungsabfall an einem Widerstand (Istwert) verglichen. Bei der hier benutzten Schaltung gemäß Abb. 1.4 findet dieser Vergleich unmittelbar zwischen Basis und Emitter des Stelltransistors statt. Abbildung 1.4: Stromregler Es ist die Abhängigkeit der Ausgangsspannung und des Ausgangsstromes vom Lastwiderstand und der Eingangsspannung messtechnisch zu erfassen. Versuchsdurchführung An die Schaltung wird zunächst die Gleichspannung U DC = 15 V angelegt der Lastwiderstand überbrückt (R L = 0 Ω) der Ausgangsstrom mit dem Potentiometer auf I A = 20 ma eingestellt. Anschließend wird der Ausgang mit verschiedenen Lastwiderständen belastet (R L = {0 Ω, 10 Ω, 22 Ω, 33 Ω, 100 Ω, 220 Ω, 330 Ω}). Die zugehörigen Werte des Laststromes I L und der Ausgangsspannung U A sind in eine Tabelle einzutragen. Geb 1 Seite 1-3

5 Danach wird der Lastwiderstand erneut überbrückt (R L = 0 Ω) und der Ausgangsstrom in Abhängigkeit von der Eingangsspannung gemessen. Variieren Sie die Eingangsspannung zwischen 0 V und 15 V in Schritten von 1, 5 V und zwischen 16 V und 20 V in Schritten von 1, 0 V. Die Werte sind in eine Tabelle einzutragen. Achten Sie darauf, dass Sie den zuvor eingestellten Ausgangsstrom von I A = 20 ma nicht verändern! Berechnen Sie den differentiellen Innenwiderstand der Stromstabilisierungsschaltung bei einer Änderung des Lastwiderstandes zwischen R L,2 = 22 Ω und R L,1 = 10 Ω nach der Gleichung: 1.6 Hinweise Vorbereitung R diff = U A,2 U A,1 I L,1 I L,2 1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen. 2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen. 3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden. 4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet. Ausarbeitung 1. Inhaltsverzeichnis 2. Geräteliste 3. Versuchsbeschreibung 4. Versuchsdurchführung 5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse Geb 1 Seite 1-4

6 2 Kennlinie eines Bipolartransistors, Schmitt-Trigger 2.1 Allgemeines In diesem Versuch wird mit einer vorgegebenen Schaltung die Ausgangskennlinie eines NPN-Transistors messtechnisch ermittelt. Die Ausgangskennlinien des Bipolar-Transistors beschreiben die Abhängigkeit des Kollektorstromes I C von der Kollektor-Emitter-Spannung U CE, wobei der Basisstrom I B jeweils konstant gehalten wird. Bei sämtlichen Messungen ist darauf zu achten, dass die maximale Verlustleistung (hier P tot = 500 mw ) des Transistors nicht überschritten wird. Im weiteren Verlauf des Versuchs wird eine Schmitt-Trigger Schaltung untersucht. 2.2 Aufnahme der Ausgangskennlinien Die Bestimmung der Ausgangskennlinie erfolgt an der in Abb. 2.1 vorgegebenen Schaltung. Stellen Sie dabei die vier Widerstände der Dekade zunächst auf ihre Höchstwerte ein, um den Transistor vor zu großen Basisströmen zu schützen. Anschließend stellen Sie das Netzgerät auf eine Spannung von U B = 12 V ein und regeln die Kollektorspannung U CE mit Hilfe des Potentiometers auf den vorgegebenen Wert. Abbildung 2.1: Messschaltung zur Aufnahme der Ausgangskennlinie Messen Sie für die Basisströme I B = {20 µa, 40 µa, 60 µa} die Kollektorströme I C in Abhängigkeit von der Kollektor Emitter Spannung U CE. Variieren Sie dazu U CE zwischen 0 V und 1 V in Schritten von 0,1 V und zwischen 1 V und 5 V in Schritten von 0,5 V. Es ist erforderlich, zwischen den einzelnen Messungen den Basisstrom mit Hilfe der Widerstandsdekade immer wieder nachzuregeln! Die Messwerte sind in ein Diagramm aufzutragen (I C über U CE mit I B als Parameter). Geb 2 Seite 2-1

7 Aus dem Kennlinienfeld bzw. aus der Tabelle kann die Stromverstärkung B = I C /I B bestimmt werden. Verwenden Sie dafür jeweils die größten Werte von I C. I B / µa I C2 / U CE = 5 V B Der Schmitt-Trigger Die Schaltung eines Schmitt-Triggers besteht aus zwei Transistorschaltstufen, die miteinander gekoppelt sind (vgl. Abb 2.2). Liegt am Eingang keine Spannung an, so befindet sich die Schaltung im Ruhezustand, da T 1 sperrt. Die Kollektor-Emitter- Strecke von T 1 ist hochohmig, dadurch bekommt T 2 über den Spannungsteiler R 3 und R 4 eine genügend große Basis Emitter Spannung, so dass er in den Sättigungszustand durchsteuern kann. Der Emitterstrom von T 2 fließt über den Emitterwiderstand R E und erzeugt hier einen Spannungsabfall U RE. Die Basis von T 1 ist dadurch negativ vorgespannt. Am Kollektor von T 2 liegt dann das Potential U C2 = U RE + U CE,Rest. Erst wenn die Eingangsspannung U 1 einen bestimmten Schwellwert überschreitet, kippt der Schmitt-Trigger in den Arbeitszustand. Dieser Schwellwert berechnet sich aus der Spannung U RE + U BE1. Jetzt beginnt T 1 durchzusteuern, wodurch die Spannung U BE2 absinkt. Da jetzt auch durch T 1 ein Emitterstrom fließt, erhöht sich die Spannung U RE und die Spannung U BE2 fällt weiter ab, bis T 2 schließlich sperrt. Dieser Kippvorgang erfolgt wegen des Mitkopplungseffektes sehr schnell. Die Ausgangsspannung U 2 nimmt den Wert der Betriebspannung (U B = 12 V ) an. Sinkt die Eingangsspannung wieder ab, so kippt die Schaltung erst dann in den Ruhezustand zurück, wenn die Eingangsspannung unter den Wert U 1,aus unterschreitet. Dieser Wert muss nicht identisch mit der Spannung U 1,ein sein, bei der die Schaltung in den Arbeitszustand kippte. Es entsteht also eine Schalthysterese. Die Schalthysterese lässt sich durch die Differenz zwischen der Ein- und Ausschaltspannung ausdrücken. Das Diagramm 2.3 verdeutlicht den Einfluß der Hysterese auf das Schaltverhalten. Man erkennt deutlich den Haupt Anwendungsbereich des Schmitt-Triggers. Er wird überall eingesetzt, wo eine ausreichende Amplitude und eine große Flankensteilheit erforderlich ist. Dieses ist z.b. bei digitalen Schaltkreisen der Fall, da fremde Signalgeber nur selten diese Anforderungen erfüllen, zumal die Signale häufig über längere Leitungen geführt werden und am Ausgang ein mehr oder weniger verschliffenes Signal abgeben. Durch Zuschaltung eines Schmitt-Triggers und eventuell eines Spannungsverstärkers kann dann in den meisten Fällen wieder ein einwandfreies Rechtecksignal erzeugt werden, so dass die Zustände,,H bzw.,,l wieder eindeutig definiert sind. Die Übertragungskennlinie und das Schaltsymbol kennzeichnen das typische Verhalten des Schmitt-Triggers: Geb 2 Seite 2-2

8 Abbildung 2.2: Grundschaltung eines Schmitt-Triggers Zur Berechnung der Schaltung geht man zunächst davon aus, dass sich der Transistor T 1 im Sperrzustand befindet. Dadurch kann über R C1 und R 3 ein Strom in die Basis des Transistors T 2 fließen. Dieser steuert durch, und es fließt unter Vernachlässigung des Basisstromes I B2 der folgende Kollektorstrom I C2 : I C2 = U B U CE,Rest R C2 + R E = 12 V 0, 2 V = 20, 7 ma 470 Ω Ω Dadurch entsteht am gemeinsamen Emitterwiderstand R E der Spannungsabfall: U RE = I C2 R E = 20, 7 ma 100 Ω = 2, 07 V Da die Basis Emitter Schwellenspannung der verwendeten Silizium-Transistoren ca. 0, 73 V beträgt, nimmt die Basis des Transistors T 2 gegenüber Masse folgendes Potential an: U B2 = U RE + U BE = 2, 07 V + 0, 73 V = 2, 8 V An der Reihenschaltung von R C1 und R 3 liegt daher die Spannung 12 V 2, 8 V = 9, 2 V an. Die Höhe des Eingangsstromes I R3 errechnet sich nach folgender Gleichung: I R3 = U RC1 + U R3 R C1 + R 3 = 9, 2 V = 1, 614 ma 1 kω + 4, 7 kω Ein Teil dieses Eingangsstromes fließt über den Widerstand R 4 : I R4 = U B2 R 4 = 2, 8 V 10 kω = 280 µa Geb 2 Seite 2-3

9 Das ergibt einen Basisstrom I B2 von: I B2 = I R3 I R4 = 1, 61 ma 0, 28 ma = 1, 334 ma Das Verhältnis von Basis zu Kollektorstrom beim Transistor T 2 ergibt einen Wert, der etwas über 15 liegt, was sichere Durchsteuerung bedeutet. Der Ausgang führt also im Ruhezustand die Spannung: U 2 = U RE + U CE,Rest = 2, 07 V + 0, 2 V = 2, 27 V Erhöht man die Eingangsspannung langsam, so bleibt die Ausgangsspannung zunächst konstant auf 2, 27 V. Erst wenn die Eingangsspannung den Wert U RE + U BE = 2, 07 V + 0, 73 V = 2, 8 V erreicht, beginnt T 1 zu leiten. Es fließt ein Kollektorstrom I C1, welcher den Spannungsabfall an R C1 steigert. Dadurch nimmt der Basisstrom I B2 ab. Wegen der hohen Übersteuerung von T 2 bleibt I C2 zunächst noch auf seinem ursprünglichen Wert (20, 7 ma). Daher steigt der Spannungsabfall an R E und verringert den Basisstrom I B1 wieder geringfügig (Stromgegenkopplung). Nach weiterer Erhöhung der Eingangsspannung wird schließlich die Spannung U 1,ein erreicht. Der Basisstrom I B2 wird noch geringer und kann T 2 schließlich nicht mehr durchsteuern, I C2 wird kleiner und die Spannung an R E nimmt ab. Folglich steigt der Eingangsstrom I B1 und der Kollektorstrom I C1. Der Basisstrom I B2 sinkt dadurch weiter und der Kollektorstrom I C2 geht gegen Null. Dieser Vorgang läuft aufgrund der gegenseitigen Unterstützung sehr schnell ab und der Ausgang nimmt (nahezu) die Betriebsspannung (hier U B = 12 V ) an. Der Kollektorstrom des übersteuerten Transistors T 1 beträgt: I C1 = U B U CE,Rest 12 V 0, 2 V = = 10,7 ma R C1 + R E 1 kω Ω Der Spannungsabfall an R E nimmt damit folgenden Wert an: U RE = I C1 R E = 10,7 ma 100 Ω = 1,073 V Verringert man die Eingangsspannung wieder, so beginnt beim Unterschreiten des Spannungswertes U 1 = 1,073 V + 0,73 V = 1,803 V der Transistor T 1 zu sperren. Sein Kollektorstrom nimmt ab. I B2 steigt an, damit auch der Kollektorstrom I C2. Das gemeinsame Emitterpotential erhöht sich und verringert den Basisstrom I B1 zusätzlich. Der sich gegenseitig unterstützende Vorgang läuft lawinenartig ab, und der Schmitt-Trigger kippt in seine ursprüngliche,,lage zurück. Die Differenz aus Einschaltspannungspegel und Ausschaltspannungspegel ist die Schalthysterese U H. Sie ist durch die Wahl der Widerstände beeinflussbar und steigt mit größer werdendem R E. Im folgenden Versuch sind die praktischen Eigenschaften des Schmitt-Triggers messtechnisch zu untersuchen. Geb 2 Seite 2-4

10 2.3.1 Versuchsdurchführung 1. Gleichspannungsverhalten Verbinden Sie die Versuchsplatine gemäß Schaltplan mit notwendigen Geräten (Netzgerät, Widerstandsdekade, Multimeter). Variieren Sie die Eingangsspannung U 1 am Eingang des Schmitt-Triggers und messen Sie die zugehörige Ausgangsspannung U 2 = f(u 1 ) zwischen dem Kollektor des Transistors T 2 und Masse. Variieren Sie hierzu die Eingangsspannung zunächst zwischen 2,0 V und 4,0 V in Schritten von 0,1 V ; anschließend wird U 1 (ebenfalls in Schritten von 0,1 V ) wieder auf 2,0 V verringert. Tragen Sie die Messwerte in ein Diagramm ein, in dem Sie U 2 als Funktion von U 1 auftragen. Wählen Sie für zunehmende und abnehmende Eingangsspannung verschiedene Farben. 2. Wechselspannungsverhalten Ersetzen Sie das Netzgerät durch einen Funktionsgenerator und das Messgerät durch ein Oszilloskop. Stellen Sie eine sinusförmige Ausgangsspannung mit der Frequenz 50 Hz und der Amplitude U s = 3 V ein. Eingangs und Ausgangsspannung sollen gleichzeitig auf dem Oszilloskop dargestellt werden. Messen Sie die Teit t 1 zwischen dem Nulldurchgang der (sinusförmigen) Eingangsspannung und der ansteigenden Flanke des Ausgangssignals sowie die Zeit t 2 zwischen dem Nulldurchgang und der fallenden Flanke des Ausgangssignals. Berechnen Sie aus diesen Zeiten und der Spannung U s des Eingangssignals über die Gleichung U(t) = Û sin(2 π f t) die Ein und die Ausschaltspannung. Tragen Sie die Kurvenverläufe für die (sinusförmige) Eingangsspannung und die (rechteckförmige) Ausgangsspannung auf Millimeterpapier auf. 2.4 Hinweise Vorbereitung 1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen. 2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen. 3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden. 4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet. Geb 2 Seite 2-5

11 Ausarbeitung 1. Inhaltsverzeichnis 2. Geräteliste 3. Versuchsbeschreibung 4. Versuchsdurchführung 5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse Geb 2 Seite 2-6

12 FKPLWW7ULJJHU WPV 89 Abbildung 2.3: Ein und Ausgangsspannung beim Schmitt-Trigger (Parameter der Abbildung: U ein = 4 V, U Aus = 1,5 V, U a,min = 2 V, U a,max = 9 V = Geb 2 Seite 2-7

13 3 FET-Kennlinien, FET-Verstärker 3.1 Allgemeines In diesem Versuch sollen das Ausgangskennlinienfeld und eine Verstärker Grundschaltung eines n-kanal-feldeffekt-transistors bestimmt und analysiert werden. Die Halbleiterhersteller geben für die Feldeffekt-Transistoren neben der Steuerkennlinie die aussagekräftigeren Ausgangskennlinien an, welche in diesem Versuch ermittelt werden. Dabei soll für verschiedene (konstant gehaltene) Gate Source Spannungen die Abhängigkeit des Drainstromes von der Drain Source Spannung gemessen werden. Im zweiten Teil wird ein Verstärker mit einem n Kanal FET in Source Schaltung analysiert. 3.2 Aufnahme der Ausgangskennlinien Zur Bestimmung des Ausgangskennlinienfeldes ist die in Abbildung 3.1 dargestellte Schaltung mit Hilfe der Experimentierplatine und den erforderlichen Messgeräten aufzubauen. Es soll die Abhängigkeit des Drainstromes I D von der Drain Source Spannung U DS bei verschiedenen Gate Source Spannungen U GS bestimmt werden. Abbildung 3.1: Schaltungsaufbau zur Messung der Ausgangskennlinien eines Feldeffekt-Transistors Geb 3 Seite 3-1

14 3.3 Versuchsdurchführung Ausgangskennlinienfeld Die Gate Source Spannung U GS wird auf einen konstanten Wert eingestellt (U GS = 1, 5 V , 5 V, Schrittweite 0, 5 V ). Die Drain Source Spannung U DS wird von U DS = 0 V... 4 V in Schritten von 0, 5 V und von U DS = 4 V V in Schritten von 2 V variiert. Die entsprechenden Drainströme I D werden gemessen und in eine Tabelle eingetragen. Die Auswertung besteht in der Auftragung des Drainstromes I D gegen U DS. Die Kurven für verschiedene Gate Source Spannungen U GS sind in verschiedenen Farben darzustellen! Verstärkerschaltung In diesem Versuchsteil werden die Eigenschaften eines FET Verstärkers in Sourceschaltung messtechnisch untersucht. Der Schaltungsaufbau ist in der Abbildung 3.2 dargestellt. Die Messergebnisse sind zu interpretieren. Um eine saubere Trennung zwischen Betriebs und Signalspannung zu erzielen, wird der FET als reiner Wechselspannungsverstärker betrieben. Abbildung 3.2: Einfacher FET-Verstärker in Sourceschaltung Gehen Sie folgendermaßen vor: An den Eingang der Sourceschaltung wird eine sinusförmige Spannung mit U SS = 0,3 V und einer Frequenz f = 1 khz angelegt. Eingangsspannung U E und Ausgangsspannung U A werden mit dem Oszilloskop gemessen. Geb 3 Seite 3-2

15 Das Potentiometer wird so eingestellt, dass sich eine möglichst große Verstärkung ohne Verzerrung ergibt. Die gemessenen Spannungswerte werden in eine Tabelle eingetragen. Nach Bestimmung der Eingangs- und Ausgangsspannung berechnen Sie aus diesen Messwerten die Spannungsverstärkung der Schaltung. V u = U A U E Als nächstes wird die obere Grenzfrequenz f o bestimmt, indem die Frequenz am Funktionsgenerator so weit erhöht wird, bis die Ausgangsspannung auf 70,7% ( 3 db) des bei der Bezugsfrequenz von 1 khz gemessenen Wertes abgesunken ist. Die Abhängigkeit der Ausgangsspannung U A von der Frequenz ist grafisch darzustellen. Hierbei ist die Frequenzachse logarithmisch zu teilen. 3.4 Hinweise Vorbereitung 1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen. 2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen. 3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden. 4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet. Ausarbeitung 1. Inhaltsverzeichnis 2. Geräteliste 3. Versuchsbeschreibung 4. Versuchsdurchführung 5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse Geb 3 Seite 3-3

16 4 Operationsverstärker 4.1 Allgemeines In diesem Versuch wird das Frequenzverhalten des Operationsverstärkers OP 741 untersucht. Operationsverstärker sind gleichstromgekoppelte Differenzverstärker (vgl Abb. 4.1). Die Ausgangsspannung U A ist proportional zur Spannungsdifferenz an den beiden Eingängen, es gilt: Hierbei bezeichnet V 0 die sog. Leerlaufverstärkung. U A = V 0 (U p U n ) (Gl. 4.1) + U p U n - -U B = = +U B U A Abbildung 4.1: Prinzipschaltbild eines Operationsverstärkers Diese Beziehung nur innerhalb des Aussteuerbereiches des Operationsverstärkers gültig. Dieser ist durch die Höhe der Betriebsspannung U B festgelegt. U B U A,min U A U A,max +U B Unterschreitet die theoretisch zu erwartende Ausgangsspannung U A,min oder überschreitet sie U A,max, dann bleibt U A konstant auf den Werten U A,min bzw. U A,max stehen. Je nach Typ des Operationsverstärkers beträgt die Differenz zwischen U A,max und U B bzw. zwischen U A,min und U B zwischen 0,3 V und 3 V. Die Verstärkungskennlinie eines Operationsverstärkers hat somit die in Abb. 4.2 wiedergebene Form. An Gl. 4.1 erkennt man, dass U A in Phase mit der Eingangsspannung U p ist. Den Eingang bezeichnet man daher als nichtinvertierenden Eingang und kennzeichnet ihn durch ein,,+ im Schaltsymbol des Operationsverstärkers, der selbst durch ein Dreieck dargestellt wird, dessen Spitze in Richtung des Signalflusses zeigt. Dagegen ist U n gegenphasig zu U A ; der entsprechende Eingang heißt daher invertierender Eingang (mit der Kennzeichnung durch ein,, ). Geb 4 Seite 4-1

17 U a +U B U e -U B Abbildung 4.2: Übertragungs Kennlinie eines Operationsverstärkers Parameter realer OPV idealer OPV Eingangs Ruheströme I p, I n < 200 na I p, I n = 0 na Differenz Eingangswiderstand r D < Ω r D Gleichtakt Eingangswiderstand r Gl < Ω r Gl Ausgangswiderstand r A 1 kω r A 0 Ω Differenzverstärkung v D 10 5 = 100 db v D Offset Spannung U off < 10 mv U off = 0 mv Tabelle 4.1: Gegenüberstellung der Eigenschaften realer und idealer Operationsverstärker Da die Leerlaufverstärkung V o im allgemeinen sehr groß ist (im Idealfall unendlich), ist ein Operationsverstärker im Unterschied zu anderen Linearverstärkern dadurch gekennzeichnet, dass seine Wirkungsweise im Idealfall ausschließlich durch die äußere Beschaltung mit Bauelementen und nicht durch seine Kennwerte festgelegt ist. Die Tabelle 4.1 verdeutlicht die Differenz zwischen realen und idealen Operationsverstärkern. Die Kombination der einzelnen Komponenten kann dem Ersatzschaltbild (Abb. 4.3) entnommen werden. Die Leerlaufverstärkung eines Operationsverstärkers fällt oberhalb der oberen Grenzfrequenz steil ab. Diese obere Grenzfrequenz liegt je nach OPV Typ zwischen einigen khz und einigen 100 MHz. Die realen Kennwerte der im Praktikum benutzten OP s kommen den idealen Werten genügend nahe, so dass immer mit idealen OP s gerechnet werden kann. Geb 4 Seite 4-2

18 Abbildung 4.3: Realer Operationsverstärker (Ersatzschaltbild) 4.2 Gegengekoppelter Verstärker Die durch Gl. 4.1 indirekt definierte Leerlaufverstärkung V o läßt sich direkt kaum messen, da bei einem realen Operationsverstärker wegen der stets vorhandenen Offsetspannungsdrift der Ausgang auch ohne Anlegen einer äußeren Spannung praktisch immer übersteuert ist. Man muß daher auf eine Schaltung zurückgreifen, in der die Driftverstärkung durch eine Gegenkopplung stark herabgesetzt wird. Ein Schaltungsvorschlag hierzu ist in Abb. 4.4 wiedergegeben. Die Gegenkopplung wird über die Widerstände R 1 und R N erzeugt. Abbildung 4.4: Grundschaltung,,Nichtinvertierender Verstärker (Zum Offset- Abgleich kann der Eingang kurzgeschlossen werden) Wegen der hohen Leerlaufverstärkung V o ist die Spannung U N innerhalb des Aussteuerbereichs praktisch Null. Sie wird daher in den folgenden Berechnungen vernachlässigt. Die Anwendung der Kirchhoffschen Knotenregeln auf den Knoten- Geb 4 Seite 4-3

19 punkt A liefert unter der Voraussetzung I = 0 µa die folgenden Gleichungen. bzw.: U 1 R 1 + U A R N = 0 V u = U A U 1 = R N R 1 (Gl. 4.2) Der Vorteil dieser als gegengekoppelter Verstärker bezeichneten Schaltung liegt darin, dass ihr Verstärkungsfaktor nur vom Widerstandsverhältnis R N /R 1 abhängt und damit unabhängig von Temperaturdriften, Nichtlinearitäten oder Exemplarstreuungen des OP s ist. 4.3 Versuchsdurchführung 1. Offsetspannungsabgleich Vor der eigentlichen Versuchsdurchführung ist unbedingt ein Offsetabgleich vorzunehmen, da sonst die Messergebnisse verfälscht werden. Hierzu schließen Sie den Eingang der Messschaltung (Abb. 4.5) nach Masse kurz und stellen anschließend mit Hilfe des Potentiometers (auf der Unterseite der Aufbauplatte) die Ausgangsspannung exakt auf U A = 0 V ein. Der Widerstandswert des Potentiometers darf während der folgenden Versuchsreihen nicht mehr verändert werden! Abbildung 4.5: Messaufbau zum Frequenzverhalten 2. Gegengekoppelter Verstärker (Frequenzverhalten) Entfernen Sie den Kurzschluß des Eingangs nach Masse und schließen Sie einen Funktionsgenerator an den Eingang an. Stellen Sie am Funktionsgenerator eine sinusförmige Spannung mit U s = 1 V ein. Geb 4 Seite 4-4

20 Der Kondensator C N wird noch nicht benutzt! Messen Sie die Spannungsverstärkung für Frequenzen zwischen 100 Hz und 200 khz und geben Sie diese in Dezibel an. Es ist: V db = 20 log U A U 1 Stellen Sie die im Versuch gemessene Abhängigkeit der Spannungsverstärkung von der Frequenz in einem Diagramm dar (doppelt logarithmische Darstellung von U A über der Frequenz f). Messen Sie die obere Grenzfrequenz f o, indem Sie die Frequenz so lange erhöhen, bis die Ausgangsspannung U A (f o ) = U A(f 1 ) 2 beträgt (U A (f 1 ) bezeichnet die Ausgangsspannung bei der niedrigsten gemessenen Frequenz.) Wiederholen Sie den Versuch im Frequenzbereich von 20 Hz bis 700 Hz mit dem Kondensator C N parallel zu R N und stellen Sie auch diesen Verstärkungsverlauf (mit doppelt logarithmisch skalierten Achsen) grafisch dar! Ermittel Sie auch für diesen Aufbau (wie oben beschrieben) die obere Grenzfrequenz! 4.4 Hinweise Vorbereitung 1. Jeder Teilnehmer hat sich auf den Versuch vorzubereiten; unvorbereitete Studierende werden vom Versuch ausgeschlossen. 2. Jede Gruppe hat während des Versuches die Messprotokolle zu erstellen. 3. Sämtliche Messungen müssen durchgeführt werden. 4. Die Messprotokolle werden von den Betreuern abgezeichnet. Ausarbeitung 1. Inhaltsverzeichnis 2. Geräteliste 3. Versuchsbeschreibung 4. Versuchsdurchführung 5. Auswertung und Diskussion der Messergebnisse Geb 4 Seite 4-5

21 Messprotokoll Operationsverstärker ohne C N mit C N f/khz U 1 /V U A /V V/dB f/hz U 1 /V U A /V V/dB 0,1 20 0,2 40 0,3 60 0,5 80 0, Geb 4 Seite 4-6

22 5 Mikrofon Verstärker 5.1 Einführung Ein einfacher Mikrofon Vorverstärker (vgl. Abb. 5.1) soll mit einer Betriebsspannung von U B = 4, 5 V betrieben werden. Die maximale Eingangsspannung beträgt U E = ±5 mv und muß um den Faktor v u = 100 verstärkt werden. Das Datenblatt des Transistors BC 173 weist bei U CE = 2 V eine Stromverstärkung β = 200 aus. Der Koppelkondensator C hat eine Kapazität von 1 µf. C OSC ist die Eingangskapazität des Oszilloskopes (Eingänge auf AC einstellen). Abbildung 5.1: Mikrofonverstärker 5.2 Vorbereitung zum Versuch (zu Hause auszuführen!) 1. Suchen Sie einen linearen Bereich in den Kennlinien des Ausgangskennlinienfeldes, d.h., der Abstand dreier benachbarter Kennlinien sollte annähernd gleich sein. Damit ist gleichzeitig die Basis Emitter Spannung U BE bekannt. Bestimmen Sie die Steilheit S. S = I C U e Hierbei bezeichnet U e = U BE1 U BE2 die Differenz der betrachteten Eingangsspannungen. I C ist auf der y Achse des Ausgangskennlinienfeldes abzulesen. 2. Berechnen Sie den Kollektorwiderstand R 3 : U A = I C R 3 Geb 5 Seite 5-1

23 Damit erhält man für die Spannungsverstärkung der Schaltung: v U = U A U E = I C R 3 U E = S U E R 3 U E = S R 3 Hieraus folgt unmittelbar: R 3 = v U S Damit sind auch die markanten Punkte auf der I C bzw. U CE -Achse des Ausgangskennlinienfeldes bekannt und können in das Diagramm eingezeichnet werden: U CE = U B für I C = 0 ma und I C,max = U B R3 für U CE = 0 V. Durch Verbinden dieser beiden Punkte erhält man die sogenannte Arbeitsgerade. Gleichzeitig ergibt sich der Arbeitspunkt A der Schaltung (Schnittpunkt zwischen der gewählten U BE -Kennlinie und der Arbeitsgeraden), da U BE vorher gewählt worden war. 3. Notieren Sie den Strom I C und die Spannung U CE im Arbeitspunkt A. Da die Eingangsspannung um ±5 mv schwanken soll und der Spannung U BE überlagert wird, können auch die Arbeitspunkte A1 und A2 in das Ausgangskennlinienfeld eingezeichnet und die zugehörigen Ströme und Spannungen abgelesen werden. Markieren Sie außerdem den Arbeitsbereich der Schaltung auf der Strom und der Spannungsachse. 4. Bestimmen Sie die Widerstände R 1 und R 2 des Basisspannungsteilers. Wählen Sie dazu das Querstromverhältnis Q = 10. Das Querstromverhältnis bestimmt, um welchen Faktor der Strom I 1 durch den Widerstand R 1 größer als I B ist, damit der Basisspannungsteiler nicht nennenswert belastet wird und so die Basisspannung im Betrieb praktisch konstant bleibt. Somit ergibt sich für I 1 = Q I B und I 2 = (Q + 1) I B : I C = β I B Bei Kleinsignalverstärkung gilt immer B β. Damit ist I B = I C β R 1 = U 1 I 1 = U BE I 1 = U BE Q I B Mit U 2 = U B U BE folgt außerdem: R 2 = U 2 I 2 = U 2 (Q + 1) I B = U B U BE (Q + 1) I B Geb 5 Seite 5-2

24 5. Berechnen Sie die Gesamtleistung P Ruhe, die der Mikrofonverstärker im Ruhezustand verbraucht. Beachten Sie dabei, dass außer an den Widerständen auch am Transistor eine Leistung abfällt, da er im linearen Teil seiner Kennlinie und nicht als Schalter betrieben wird! P Ruhe = I ges U B 5.3 Versuchsdurchführung im Labor 1. Bauen Sie die Schaltung auf einem Steckbrett mit den zu Hause berechneten Bauteilen auf. Achten Sie auf den korrekten Anschluß des Transistors (vgl. Abb. 5.2) Abbildung 5.2: Anschlüsse des BC 173 von unten gesehen! 2. Messen Sie die Spannungen U BE und U CE. 3. Messen Sie die Ströme I C, I B, I 1, I 2 und den Gesamtstrom I ges, den die Schaltung aufnimmt. 4. Legen Sie mit einem Sinusgenerator eine Wechselspannung U ss = 10 mv mit einer Frequenz f = 1 khz an den Eingang des Mikrofonverstärkers und messen Sie die Ausgangsspannung U A. 5. Zeichnen Sie die Eingangs und Ausgangsspannung in ein Diagramm. 6. Berechnen Sie aus den Messwerten die Spannungsverstärkung v u. 7. Berechnen Sie aus den Messwerten die Gesamtleistung P Ruhe, die der Mikrofonverstärker im Ruhezustand (ohne Ansteuerung!) aufnimmt. 8. Optimieren Sie die Schaltung durch Veränderung des Widerstandes R 1 im Basisspannungsteiler und wiederholen Sie die oben aufgeführten Messungen und Berechnungen. 5.4 Ausarbeitung 1. Berechnen Sie die Widerstände R 1, R 2 und R Zeichnen Sie die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld ein, markieren Sie den Arbeitspunkt A sowie die Punkte A1 und A2 (an den Aussteuergrenzen) und kennzeichnen Sie die Arbeitsbereiche auf der U CE und der I C -Achse. Geb 5 Seite 5-3

25 3. Tragen Sie die Messwerte U BE, U CE, I C, I B, I 1, I 2, I ges in eine Messwert Tabelle ein. 4. Zeichnen Sie ein Diagramm der Ein und Ausgangsspannung mit vollständiger Beschriftung der Skalenachsen (Messgröße und Einheit). 5. Berechnen Sie die Spannungsverstärkung v u = U A U E. 6. Berechnen Sie die Gesamtleistung P Ruhe. 7. Tragen Sie die Messwerte U BE, U CE, I C, I B, I ges, für die Messung nach Optimierung auf maximale Ausgangsspannung U A,max in eine Messwerttabelle ein. 8. Berechnen Sie die optimierten Spannungsverstärkung v u,opt = U A,opt U E. 9. Berechnen Sie die optimierte Gesamtleistung P Ruhe,opt. Erklärung des Steckbrettes (Steckplatine Best.-Nr Fa. Conrad Electronic) Da es immer wieder Unklarheiten gibt, wie die einzelnen Kontakte des Steckbrettes verbunden sind, folgt eine Erläuterung der internen Verdrahtung: Wie man eindeutig sieht, sind die mit a... e und mit f... j gekennzeichneten Anschlüsse jeweils als Fünfergruppe horizontal verbunden. Die mit,,+ (rote Linie) und,,- (blaue Linie) bezeichneten Kontakte sind über die gesamte Höhe des Steckbrettes vertikal verbunden. Geb 5 Seite 5-4

26 Abbildung 5.3: Ausgangskennlinienfeld des Transistors BC 173 Geb 5 Seite 5-5