IGBTs zuverlässig vor Kurzschlüssen schützen

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1 IGBTs zuverlässig vor Kurzschlüssen schützen A. Bhalla, S. Shekhawat, J. Gladish, J.Yedinak, G. Dolny Der Beitrag beschreibt experimentelle Beobachtungen und zeigt, dass der Ausfall eines IGBT unter Kurzschluss-Bedingungen vom Zeitpunkt des Turn-Off Impulses abhängt. Die physikalischen Zusammenhänge dieses Verhaltens werden mit Hilfe von numerischen Mixed-Mode Simulationen erklärt. Untersucht und experimentell beschrieben wird ferner die Anwendung eines zweistufigen Gate-Signals zur Verhinderung von Baustein-Ausfällen bei Kurzschluss-Situationen. E ine häufige Fehlerbedingung in Motorsteuerungen ist das Einschalten eines IGBTs auf Kurzschluss. Falls als einzige Impedanz bei einer kurzgeschlossenen Motorwicklung ausschließlich die Induktivität des Anschlußkabels vorhanden ist, steigt der Strom durch den IGBT schnell bis zur Sättigung an und verursacht damit den Anstieg der IGBT- Spannung bis zur DC Clamp-Spannung. Unmittelbar nach der Erkennung dieses Fehlers kann, je nach dem Zeitpunkt, zu dem der Fast Turn-Off Impuls ankommt, Bild 2a: Erfolgreicher Abschaltvorgang, wenn die Gate-Spannung erst dann reduziert wird, nachdem V CB den Wert der Clamp-Spannung erreicht hat. Bild 1: Schaltplan des Testaufbaus mit Last- und parasitären Induktivitäten. Dargestellt ist eine Phase eines dreiphasigen Inverters. Bild 2b: Ausfall des Bauteils beim Versuch des Abschaltens, fehlerhaftes Verhalten, bevor V CE die Clamp-Spannung erreicht hat. ein sehr unterschiedlich großer Löcher- Strom in die N+ Source Region des IGBT fließen; was einen entscheidenden Faktor zur Begrenzung des Fehlerstromes darstellt. Die Fähigkeit von IGBTs, Kurzschlussströme über einen Zeitraum von über 10 µs zu verkraften, ist entscheidend für den Einsatz dieser Komponenten in zahlreichen Motorsteuerungen. Unter den vielen Techniken,die zum Erkennen eines Kurzschlusses in Power Control- Schaltungen mit IGBTs verwendet werden, ist die Desat Detection Methode am gebräuchlichsten. Von einer Desat-Situation spricht man, wenn die Spannung über dem IGBT bei voller Gate-Spannung auf einen Wert von über 5 bis 15 V steigt und damit signalisiert, dass der Strom durch den Switch den normalen Betriebsbereich weit übersteigt. Sobald diese Situation erkannt ist, kann die Gate-Ansteuerschaltung den Baustein auf mehrere Arten abschalten: 22 elektronik industrie

2 Sofortige Reduzierung der Gate-Spannung;genau wie beim normalen Abschalten. Langsame Entladung des Gates und damit langsames Abschalten des Bausteins. Dazu ist ein Abschalt-Widerstand erforderlich, dessen Wert wesentlich höher ist als der für den normalen Betrieb des Bausteins verwendete. Bei einem Kurzschluss nutzt die Gate-Ansteuerschaltung einen alternativen Turn-Off Pfad. Schrittweise Reduzierung der Gate-Spannung auf einen Wert knapp über der Threshold-Spannung. In diesem Fall arbeitet der IGBT oft solange weiter, bis der nächste Turn-Off Impuls an seinem Gate eintrifft und den IGBT abschaltet. Auf diese Art wird der Spitzenstrom reduziert, wenn der Baustein endgültig abgeschalten wird. Bild 3a: Simulierte Elektronen- und Löcherströme am Emitter. In diesem Fall wird der Baustein abgeschaltet, nachdem die Spannung V CR die Clamp-Spannung erreicht hat. Bei diesen Methoden können je nach Zeitpunkt, zu dem ein schneller Turn-Off- Impuls anliegt, unterschiedlich große Löcherströme unter den N+ Source Gebieten des IGBT fließen. Es zeigt sich, dass bei einem Anstieg der IGBT-Spannung auf die Höhe der Versorgungsspannung eine wesentlich günstigere Situation zum Abschalten des Fehlerstromes entsteht. Der Einsatz eines zweistufigen Gate-Signals zur Steuerung des IGBT-Verhaltens unter Kurzschlussbedingungen ist im folgenden beschrieben. Diese Art des Gate-Signals arbeitet vorteilhaft bei IGBTs mit hoher Transkonduktanz, die auf niedrigen Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung (Forward Drop, V CE(SAT ) ) optimiert sind. Bild 3b: Simulierte Elektronen- und Löcherströme am Emitter. In diesem Fall wird der Baustein abgeschaltet, bevor die Spannung VCR die Clamp-Spannung erreicht hat. Experimentelle Ergebnisse bei Kurzschluss Bei diesem Versuch kamen 30 A / 1200 V Punch-Through IGBTs (PT) zum Einsatz. Bild 1 zeigt die Schaltung, die zum Testen der Bausteine verwendet wurde. Diese Schaltung repräsentiert eine Phase einer Brücke, die im typischen Kurzschlussfall Strom führt. Bei einer einwandfreien Funktion der Schaltung repräsentiert die Induktivität L L die hohe Induktivität des Motors. Falls die Motorwicklungen kurzgeschlossen sind, ist diese Induktivität sehr klein und repräsentiert parasitäre Induktivitäten, die zwischen Inverter-Ausgang und den kurzgeschlossenen Motorwicklungen vorhanden sein können. Bild 2a und Bild 2b zeigen das Verhalten des IGBT beim Einschalten im Kurzschlussfall bei zeitlich versetzten Turn-Off-Impulsen. Sobald die Gate-Spannung steigt, bricht die Spannung über dem IGBT zusammen und der Strom steigt nach der Beziehung di/dt = V CLAMP /L L an. Als 24 elektronik industrie

3 Folge davon erhöht sich die Spannung über dem Baustein. Falls das Gate lange genug angesteuert wird, gelangt der Strom, der durch den IGBT fließt, in die Sättigung. Der Sättigungspegel wird durch die Beziehung [1] bestimmt. [1] Bei dem in Bild 2a gezeigten Signalverlauf wird der Turn-Off Impuls erst dann gegeben, wenn der IGBT sich in der Sättigung befindet und die zugehörige Spannung den Wert der Clamp-Spannung annimmt. Der Baustein wird in diesem Fall sicher abgeschaltet. Bei dem in Bild 2b gezeigten Signalverlauf wird der IGBT zu einem früheren Zeitpunkt abgeschaltet - bevor die Spannung am Baustein die Clamp-Spannung erreicht; in diesem Fall ergibt sich ein Ausfall der IGBTs beim Abschalten des Kurzschlussstromes. Bild 3a und Bild 3b zeigen die Ergebnisse von elektrothermischen, numerischen Mixed-Mode Simulationen des IGBT unter gleichen Bedingungen; diese wurden mit Hilfe des Device Simulators TMA Medici aufgenommen. Bei der Darstellung in Bild 3a wurde der Turn-Off Impuls erst dann erteilt, nachdem die Baustein-Spannung die Clamp-Spannung erreicht hatte. Ebenfalls dargestellt sind die Löcher- und Elektronenströme am Emitter/Source-Kontakt. Der Löcherstrom übersteigt dabei nie 40% des gesamten Bausteinstromes. Da stets ein Elektronenstrom vorhanden ist, reduziert sich das elektrische Feld an der P-Basis/N-Drift Sperrschicht. In Bild 3b erfolgt das Abschalten bei einem Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung BAUELEMENTE elektronik industrie

4 (Forward Drop) von 5 V. Die Spannung über dem IGBT steigt, sobald die Gate- Spannung auf ihren Plateau-Wert absinkt.der Elektronenstrom sinkt rasch ab, während der Löcherstrom am Source- Anschluß des IGBT auf 100% des Bausteinstromes ansteigt. Bild 4a zeigt die Potentiallinien sowie den Stromfluß durch den Baustein am Punkt A. Damit wird sofort klar, dass sich bei einem derart hohen Löcherstrom unter der N+ Source die Wahrscheinlichkeit für ein Latchup erhöht. Bild 4b zeigt die gleichen Kennlinien, die sich bei einem durchgeschalteten MOS-Kanal (Punkt B in Bild 3a) ergeben. Hier beansprucht der Löcherstrom nur einen kleinen Anteil des Stromes durch den Baustein und es reduziert sich damit die Wahrscheinlichkeit für ein Latchup. Dies gilt, obwohl sich die Spitzentemperatur an der Sperrschicht etwas erhöht, wenn die Baustein-Spannung die Clamp-Spannung erreichen darf. Kurzschlüsse mit einem zweistufigen Gate-Impuls beherrschen Bild 4a: Stromverteilung und Potenziallinien am Punkt mit der größten Belastung (Punkt A in Bild 3b). 8 V bis 20 V. An der Dichte der Potenziallinien ist ein hohes elektrisches Feld in der Nähe der Sperrschicht erkennbar. Bild 4b: Stromverteilung und Potenziallinien am Punkt B in Bild 3a. Der größte Anteil des Bausteinstromes besteht aus Elektronen durch den Kanal. 8 V bis 20 V. Auffällig ist der signifikant geringere Löcherstrom unter der N+ Source sowie die größeren Abstände der Potenziallinien. Bild 5 zeigt einen zweistufigen Gate- Impuls zum Abschalten des Bausteins im Desat-Fall; die Werte gelten für einen 20 A / 600 V Punch-Through IGBT. Ähnliche Signalformen werden mit 1200 V Punch-Through und Non Punch-Through IGBTs erzielt. Sobald die Bausteinspannung über einen vorbestimmten Wert (5 bis 15 V) ansteigt, reduziert sich die Gate-Spannung von ihrem normalen Wert (V G(High), z.b. 15 V) auf einen niedrigeren Pegel V G(Low). Damit reduziert sich der IGBT-Strom und bewirkt einen Anstieg der Bausteinspannung. Das Gate wird auf diesem Wert so lange gehalten (t 1 ), bis sichergestellt ist, daß die Bausteinspannung auf den vollen Clamp- Pegel angestiegen ist. Die Gate-Spannung wird dann auf Null oder auf einen niedrigeren Wert reduziert; die Entladung des Gates erfolgt mit einer langsamen RC-Zeitkonstante, die das di/dt während des endgültigen Abschaltens begrenzt. Bild 6 zeigt die elektrothermische Simulation für einen IGBT mit 20 A und 600 V; die Kurven wurden beim Auftreten einer Desat-Situation und beim Abschalten des Bausteins mit dem zugehörigen Gate-Impuls ermittelt.sobald der Spannungsabfall am IGBT einen Wert von 5 V erreicht (bei t = 6 µs), wird die Gate-Spannung von 15 V auf 12 V reduziert. Diese Spannung wird 3 ms lang auf etwa 12 V gehalten. Das Abschalten erfolgt schließlich langsam mit Hilfe einer großen Gate Fall Time. Sobald die Gate-Spannung reduziert wird und das entsprechende dv/dt an der Gate/Drain-Kapazität C GD des Bausteins anliegt, steigt die Kollektor- Spannung. Das aktuelle C GD dv/dt bewirkt einen Anstieg der Spannung V GS und verhindert damit ein sofortiges Absinken der Gate-Spannung auf 12 V; dabei wird ein schnelles Absinken des IGBT-Stromes verhindert. Die Induktivität bewirkt einen weiteren Anstieg des IGBT-Stromes und zwar so lange,bis die Bausteinspannung den Clamp- Pegel erreicht hat. Jede Reduzierung des Elektronenstromes, die sich durch die Reduzierung der Gate-Spannung ergibt, wird sofort und so lange mit einem Löcherstrom kompensiert, bis die Bausteinspannung den Clamp-Pegel erreicht hat. Danach übernimmt die Freilauf-Diode den Induktionsstrom, der sich langsam über die Zeit abbaut. Der IGBT-Strom fällt jetzt mit einer Geschwindigkeit ab, die von der Gate/Source-Spannung vorgegeben wird. Der Löcherstrom wird weiter bis auf einen Bruchteil des Bausteinstromes im normalen Durchlassbetrieb des IGBT reduziert. Wenn nun der Baustein mit Hilfe des langsamen Gate-Impulses abgeschaltet ist, kann sein Strom sofort absinken, da sich die Bausteinspannung bereits auf Clamp-Pegel befindet und keine Spikes im Löcherstrom entstehen. Da sich der 26 elektronik industrie

5 Kurzschlüsse über eine Dauer von >10 µs, mit Spitzenströmen bis zum vier- bis sechsfachen Wert des spezifizierten Stromes (bei 1200 V IGBTs gilt ein zweibis vierfacher Wert). Deshalb sollte die Gate-Spannung V G(Low) so gewählt werden, daß der Strom-IC in diesem Bereich in die Sättigung gelangt. Falls der sichere Arbeitsbereich RB SOA des IGBT mit dem fünffachen spezifizierten Strom angegeben ist, lassen sich Latch-Up Effekte vermeiden, wenn die Spannung V G(Low) so gewählt wird, dass der Strom unter diese Werte absinkt. Dies gilt selbst bei einem hartem Abschalten des IGBT. Bild 5: Zweistufiger Gate-Impuls zum Abschalten eines IGBT (20 A / 600 V) bei einem Kurzschluss.V CLAMP = 360 V,T = 125 C. Turn-Off Strom jetzt auf einem sicheren Niveau befindet und damit das di/dt minimiert wird, wird ein induktives Überschwingen infolge der Bus-Induktivität gering gehalten. Aus der Simulation wird deutlich, dass der Löcherstrom während eines Transienten niemals über 65% des Gesamtstromes ansteigt. Der größte Löcherstrom ist zu beobachten, wenn die Gate-Spannung reduziert wird. Falls die Gate-Spannung auf einen zu niedrigen Wert gesenkt wird, kann auch der Elektronenstrom sehr rasch reduziert werden; in diesem Fall entstehen größere Spikes im Löcherstrom. Falls andererseits die Gate-Spannung nicht ausreichend abgesenkt wird, bleibt der Bausteinstrom, speziell bei High-Transconductance IGBTs, auf einem sehr hohen Wert. In diesem Fall können durch die Eigenerhitzung des Bausteins Ausfälle entstehen. Die meisten modernen IGBTs verkraften Design-Kriterien für den zweistufigen Gate-Impuls Bild 7 zeigt das gemessene UI-Verhalten für einen 20 A / 600 V High-Transconductance IGBT. Die RBSOA-Grenze für diesen Baustein beträgt 100 A (oder dem fünffachen des spezifizierten Stromes) bei 480 V und 150 º C. Die dunklen Linien kennzeichnen in etwa die Übergänge, die der IGBT während des Desat- Impulses durchläuft. Falls eine Desat- Situation bei einem Strom auftritt, der oberhalb des fünffachen spezifizierten Stromes liegt,kann die Spannung V G(Low) mit Hilfe der statischen UI-Kurven gewählt werden; auf diese Art wird ein Strom erzielt, der beim fünffachen des spezifizierten Stromes oder darunter liegt. Die Desat-Transiente folgt dann der Trajektorie 1 und verhält sich entsprechend Bild elektronik industrie

6 Bild 6: Simulation des elektro/thermischen Verhaltens der Desat -Transienten mit einem zweistufigen Gate-Impuls; die Kurven gelten für einen IGBT mit 20 A und 600 V. Sobald die Gate-Spannung reduziert wird, steigt die Bausteinspannung auf den Clamp-Pegel an. Die Dauer der V G(Low) Phase sollte lange genug sein, damit die Bausteinspannung die Clamp-Spannung erreichen und der Strom ausreichend abgebaut werden kann. Diese Zeitdauer ist abhängig vom Gate-Widerstand, der vertikalen Struktur (epi/npt),der Verstärkung des PNP-Transistors α PNP und den Kapazitäten C GS und C GD des Bausteins und dauert bei 600-V-Bausteinen meist nicht länger als 2 µs (<5 µs bei 1200 V Bausteinen). Bild 7: Gemessene I C = V CE Kennlinien an einem 600 V IGBT bei 125 C. Problematisch ist die Verzögerung beim Absinken des Stromes; diese wird durch den Anstieg der Gate-Spannung infolge dv/ dt produziert. Minimieren lässt sich diese Verzögerung, indem in der Gate- Ansteuerschaltung ein Pfad mit geringem Widerstand offengehalten wird, über den der C GD dv/dt Strom bis zum Abschaltzeitpunkt abfließen kann. Falls eine Desat-Situation bei einem Strom unterhalb des fünffachen spezifizierten Stromes eintritt, folgt die Desat- Transiente der Trajektorie 2. Selbst nach dem Reduzieren der Gate-Spannung steigt der Strom solange weiter an, bis er den durch die Spannung V G(Low) vorgegebenen Sättigungspegel erreicht hat. Sofern die Spannung V G(Low) lange genug anliegt (t 1 ), kann die IGBT- Spannung auf den Wert der Clamp- Spannung ansteigen, bevor das eigentliche Abschalten erfolgt. Falls die Spannung V G(Low) nicht lange genug ansteht und damit der Strom nicht in die Sättigung und der Baustein nicht die Clamp-Spannung erreichen können,erfolgt ein Hard Turn-Off; in diesem Fall wird der größte Anteil des Bausteinstromes zum Löcherstrom. Sofern sich der Strom innerhalb des vom Hersteller vorgegebenen RBSOA-Bereiches bewegt, schaltet der Baustein erfolgreich ab. Die exakte Berechnung der V G(Low) Phase setzt voraus, dass die Induktivität L L bekannt ist; dies ist jedoch nicht immer der Fall. Aus diesem Grund lässt sich durch das Reduzieren des Stromes unter die Grenzen des RBSOA-Bereiches verhindern, dass die Bausteinspannung vor einem Abschalt-Versuch nicht die Clamp-Spannung erreicht. Die maximale Dauer der V G(Low) Phase sollte nicht länger sein als die vom Hersteller für einen Baustein mit entsprechender Gate-Spannung spezifizierte Kurzschlussdauer. 733 I NTERSIL A. Bhalla, S. Shekhawat, J. Gladish, J. Yedinak und G. Dolny sind Mitarbeiter in der Produktentwicklung Discrete Power bei der Intersil Corp. 30 elektronik industrie