4. Bipolar-Transistoren

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1 4. ipolar-transistoren 1. Funktionsweise eines npn-transistors 2. Kennlinien 3. Transistor-Grundschaltungen 4. Frequenzverhalten

2 Funktionsprinzip eines npn-transistors andverlauf: p-asis ist steuerbare Potentialbarriere I E (U E ) für El. Mit dünner asis-schicht ist I <<I (und I E = I + I ): Stromverstärkung n p n I E I e - I Symbole: Pfeil an Emitter zeigt E E U E >0 in technische Stromrichtung npn-transistor pnp-transistor

3 Ausgangskennlinienfeld I (U E ) bei var. U E I, I exponentiell abh. von U E da leitende Diode E den Strom bestimmt I I ( U E, U ( e S eu E / kt ( U ) = ( e 1) E E I ) = I 0 S / kt U 1)(1 + U Early U E < U E,sat < U E : I abh. v. U E, wg. Absaugung von e aus asis (Sättigungsbereich) eu E E ) U E > U E,sat : I nahezu unabh. v. U E fast alle e fließen von E in Verstärkungsbereich, Normalbereich: E-Diode in Fluss-, -Diode in Sperrpolung npn-si Transistor Für sehr hohe U E : Avalanche-Durchbruch der -Diode oder Punch-Through (RLZ v. E und in Kontakt, d eff =d-w E -W =0)

4 Early-Spannung und Kleinsignalausgangswiderstand Early-Effekt U E RLZ-Weite W asisdicke (d eff =d-w E -W <d) I ~I E d eff /L n, (weniger e-h Rekombination in asis) I =I E -I, ß=I /I steigt mit U E d eff I ~ (1+U E /U Early ) Typisch: U Early = 30V 150V Kleinsignalausgangswiderstand (=1/Steigung): r E = U I E A = U Early I + U, A E, A U I Early, A ; ist klein für großes I,A

5 Übertragungskennlinie I (U E ) Kollektorstrom bestimmt durch (Großteil von) Diodenstrom I E : eu / kt U E I ( U, U ) = I ( e 1)(1 + E E S U E Early ); Steilheit: (~ Steigung) I S = U U T E A = ei, A kt = kt / e = 25meV ( RT )

6 Eingangskennlinie I (U E ) Im Normalbetrieb ist E-Diode in Flußrichtung, aber Großteil des Stroms I E fließt durch asis weiter in Kollektor Großsignalgleichung: I und I sind nahezu eu E / kt unabh. von U E! I ( U ) = I ( e 1) / ; 0 E S mit (Großsignal-)Stromverstärkung: = I 0 = I / I / I = ( U 0 E U )(1 + U Early = 0) Kleinsignaleingangswiderstand: E ( extrapol. auf U E ) r E U = I E A = U I E A I I A = β ; S

7 Stromverstärkung Transistorcharakterisierung: Schaltungsdimensionierung: I (U E ) und I (U E ) mit log-skala (I, U E ), β(i, U E ) (Gummel-Plot) G-R-Strom in Diode E Hochstromeffekte Early-Effekt

8 Arbeitspunkt-Einstellung Durch äußere eschaltung mit R 1, R 2 z.. bei Emitterschaltung ( E-Kontakt gemeinsam für Ein-, Ausgang) Es sei: I e =0, I a =0 I,A =(U 1 -U E,A )/R 1 (U E,A 0.6V) I,A =(U 2 -U E,A )/R 2 Ausgangskennlinienfeld Kleinsignalverhalten: Lineare Näherung des Transistorverhaltens durch r E,A, r E,A, β, für Verstärker, etc. Oder: Großsignalverhalten, Schalten für digitale Schaltungen: I, U L =RI >0 f. U E 0.7V, U E U E,sat

9 4.3 Transistor-Grundschaltungen asisschaltung U V I E I R U E =-U E I E =I E =I +I I =I A Stromverstärkung v i =di A /di E 1 UE E I UA Es gilt: U A =U V -R I und di =βdi =βdu E /r E daher: + Hohes v U =du A /du E =-R di /du E =βr /r E (~100 R /1kΩ) + Kleiner Eingangswiderstand r E =du E /di E =du E /βdi =r E /β << r E!!! + Gut für HF-Schaltungen: U E und U A in Phase, keine parasitären Kapazitäten, da auf Masse

10 Transistor-Grundschaltungen Emitter-Schaltung + Hohe Stromverstärkung I = I / << I I E + Hohe Spannungsverstärkung mit Lastwiderstand R an U A UE E I E I UA + Sehr hohe Leistungsverstärkung v P + Ein- und Ausgangswiderstand mittelgroß + Wichtigste Grundschaltung gut z.. zur Leistungsverstärkung und zum Schalten

11 Externe eschaltung der Emitterschaltung Widerstände R g und R legen den Arbeitspunkt (I, I ) fest Rc I =(U g -U E,A )/R g und I =(U b -U E,A )/R 0.7V / 0.2V Rg Ua Spannungsverlauf abh. von U g (U b =5V, R g =R =1kΩ) Ug Ub U a U g U E U E (=U g )

12 Emitterschaltung Ausgangsspannung U A (U g ) Spannungsverstärkung v U =du A /du E stark abhängig von U E 5V 0 Ua A= v U 0V 100

13 Verbesserung: Stromgegenkopplung Einfügen von R E bewirkt eine Reduzierung von U E mit zunehmendem I, I E : (Näherung: I A =0, I <<I E I ) R U A =U b I R Rg U E =U E + U RE (+R g I ) U E + R E I E Ug Ua klein, da I =I /β Steuerspannung U E =U E R E I E wird reduziert prop. zu I E Stromgegenkopplung RE Ub Spannungsverstärkung: Näherung für guten Transistor und β>>1, SR E >>1, r E >>R E, R : v U R /R E

14 eispiel für Stromgegenkopplung Variation von R = 1000, 500, 200 Ω (R E = 100 Ω) R Verstärkung wird kleiner, da v U R /R E ereich mit Verstärkung (U A =U b -I R ) wird größer Ug RE Ua Ub Verstärkung wird konstant Rg U a du A = du a e 200Ω 200Ω 500Ω 500Ω R = 1 kω R = 1kΩ U g U g

15 Transistor-Grundschaltungen: Kollektorschaltung Kollektorschaltung (Emitterfolger) liegt auf gemeinsamem Potential,in der Praxis nicht auf Masse, sondern U V : U A =U E -U E UE E I E I UA Spannungsverstärkung v U =du A /du E 1 Ausgangsspannung U A (Emitter) folgt U E Emitterfolger Stromverstärkung: I A = I E I = I βi U E U A, I E =I <<I A r E >>r A genauer: Eingangswid.: r E =du E /di =r E + βr L > r E Ausgangswid.: r A =du A /di A =r E /β << r E Einsatz als Impedanzwandler, Endstufe

16 Emitterfolger U e U g <0.5V: I klein, U a =0 U g >0.5V: I =I S exp(eu g /kt) steigt, U a steigt gemäß U a =I R E =U e -U E Verbesserung: Negative Versorgungsspannung an R E erlaubt U a <0

17 Emitterfolger mit symmetrischer Versorgung Negative U a durch Spannungsteiler R L, R E begrenzt: U a,min =-U b R L /(R L +R E ) Lösung: pnp-transistor statt R E (Gegentaktendstufe, s. Übung 6)

18 Grundschaltungen: Widerstand, Verstärkung, Phase

19 4.3 Frequenzverhalten D, Tiefe Frequenzen (ν<10khz) Transistor mit U E an (Kleinsignal-)Eingangswiderstand r E entspricht einer Stromquelle SU E mit Ausgangswiderstand r E Ersatzschaltbild: Hohe Frequenzen: Tiefpass m. Grenzfrequenz ν g durch R-Anteile Wichtigste Limitierung ist auf der Eingangsseite ν g =1/R E mit asiswiderstand R (~N d) und E-Diodenkapazität E =εε 0 A/W E + d β ( ν ) = β ν / 2 ν g Def.: Transitfrequenz ν T mit β(ν T )=1 Typischer HF-Transistor: β 0 =100, ν T <1GHz

20 Frequenzverhalten Ersatzschaltbild für HF-Verhalten: i, e E S R, R E, R = interne, bzw. externe Kollektor-Sperrschichtkapazität = Emitterkapazität (= Sperrschicht- + Diffusionskapazität) = Substrat-Sperrschichtkapazität (falls Planartransistor) = ahnwiderstände von asis, Emitter und Kollektor Optimierungsproblem für HF-ipolartransistoren (z.. Treiber in Handys): I ~A, ν T ~N d W E /A, β~l n, /N d soll groß sein + Kurze Driftzeit der Elektronen durch asis E + Geringe Erwärmung F + Kein Punch-Through (d,eff =0) + Kleiner Lochstrom von nach E I E,h ~N, gr. β=di /di U E >0 Lösung: z.. Si/SiGe-Heterobipolartransistor mit reduzierter andlücke von SiGe in asis