ADVANCED. ETH Zurich Converter Lab. - IE9: Einphasen-Diodenbrückenschaltung mit sinusförmigem Eingangsstrom

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1 ETH Zurich Converter Lab ADVANCED - IE9: Einphasen-Diodenbrückenschaltung mit sinusförmigem Eingangsstrom - IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem - IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem

2 9 Einphasen-Brückengleichrichter mit sinusförmigem Eingangsstrom (Einphasige Leistungsfaktorkorrektur) Durch Kombination einer Einphasen-Diodenbrückenschaltung und eines Hochsetzstellers wird eine Gleichrichterschaltung gebildet, die eine sinusförmige oder netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes erlaubt. Die Regelung des Eingangsstromes und der Ausgangsspannung erfolgt mittels eines integrierten Steuerbausteins. Das Erfordernis einer Vorladung des Ausgangskondensators des Hochsetzstellers bei Betriebsbeginn wird gezeigt, und der Betrieb der Schaltung für konstante Schaltfrequenz und kontinuierlichen und diskontinuierlichen Verlauf des Stromes in der Hochsetzstellerinduktivität untersucht. Die grundsätzlichen Überlegungen bei der Auslegung der Regelung der Ausgangsspannung und des Eingangsstromes werden diskutiert und der für kontinuierlichen und diskontinuierlichen Eingangsstrom resultierende Leistungsfaktor und die niederfrequenten Verzerrungen des Eingangsstromes analysiert und die Vor- und Nachteile beider Betriebsarten aufgezeigt. ~ Abb.9.1: Topologie des Einphasen-Brückengleichrichters mit sinusförmigem Eingangsstrom (Einphasige Leistungsfaktorkorrektur Single-Phase Power Factor Correction 1~PFC ). Abb.9.1 zeigt die Topologie des Einphasen-Brückengleichrichters mit sinusförmigem Eingangsstrom (Einphasige Leistungsfaktorkorrektur Single-Phase Power Factor Correction 1~PFC ). Diese Schaltung ist als Kombination einer Einphasenbrücke gebildet aus D 16 und einem Hochsetzsteller gebildet aus C A, L 1, S 1, S 1+, C 1 und C 2 zu verstehen. - Versorgen sie das System mit einer einstellbaren Wechselspannungsquelle (Einphasentrafo) u 1 an den Klemmen X 10 und X Verbinden sie Klemmen X 4 und X Schließen sie einen geeigneten Folienkondensator C A = 10µF / 100V zwischen die Klemmen X 4 (oder X 13 ) und X 9. - Belasten sie das System am Ausgang mit einem geeigneten Lastwiderstand R L an den Klemmen X 7 und X 9. - Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her. 1

3 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur 9.1 Einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom U * O î L1 * i L1 * IN_A 1 s 1- t ω U_1* = I_1P I_N1* 0 S_A = S1- U*+ u O U_1 = u 1 U12-C i L1 I_1 = u D1 UZK-C -I1-C TRI_1 Abb.9.2: Blockschaltbild zur Erzeugung des Schaltsignals s 1 des MOSFETs S 1 für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom. Abb.9.3: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale S_A = S1 (Seite 5 in der Gesamtschaltung). In Abb.9.2 ist die Blockschaltung für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom (engl.: continuous conduction mode CCM) dargestellt. Sie ist dem Hochsetzsteller sehr ähnlich, jedoch wird jetzt der Sollwert des Drosselstromes i L1 * durch Multiplikation des Spitzenwertes î L1 * mit dem Betrag der Netzspannung u 1 gebildet. Dadurch wird eine netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes erreicht. Der Spannungsregler ist als PI-Regler ausgeführt, und definiert den Spitzenwert des Eingangsstromes î 1 = î L1 *. Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall jedoch reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der Zwischenkreisspannung zu reduzieren. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur Folge. Da zur Erfassung des Betrages der Netzspannung die Spannung zwischen den Punkten X 4 und X 9 und gemessen werden muss, die implementierte Spannungsmessung U12 die Spannung jedoch zwischen X 4 und X 5 misst, müssen Relais K 2 und MOSFET S 2 eingeschalten werden (siehe auch Abb.2 der Einführung: Topologie des Laborlehrsystems ETH Zurich Converter Lab ). Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.9.3 dargestellt. Für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom muss nun folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.9.4). - R116 = 1.2K, C58 = 1µF - JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2) - JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP3: -I1-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP10: I_N1* (unten, Pins 2-3) - JP11: -REF (oben, Pins 2-3) 2

4 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur - JP12: unten (Pins 1-2) - JPS1 : auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2) - JPS2 : auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) Abb.9.4: Konfiguration der Jumper für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente R116 = 1.2K und C58 = 1µF. Abb.9.5 zeigt den Netzstrom i 1 und -spannung u 1, den vom Ausgangsspannungsregler vorgegebenen Spitzenwert des Netzstromes î 1 * = î L1 * und den Sollwert des Drosselstromes i L1 *. i 1 (Zuleitung) u 1 (X10 X12) î L1 * i L1 * (JP10-1) (JP10-2-3) Abb.9.5: Netzstrom i 1 und -spannung u 1, Netzstromspitzenwert î L1 * und Sollwert des Drosselstroms i L1 *. 3

5 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur Der Netzstrom zeigt relativ starke Abweichungen von der Sinusform in den Nulldurchgängen. Dies ließe sich bei einer industriellen Realisierung durch den Einsatz eines Vorsteuersignals insofern verbessern, als dass dann ein Leistungsfaktor λ = möglich wäre. i L1 (I5) u CA (X4 X9) u CA,m (JP2-6) s 1 (S1 ) Abb.9.6: Drosselstrom i L1, Boost-Eingangsspannung u CA u 1, gemessene Boost- Eingangsspannung u CA,m und Schaltsignal s 1. i L1 (I5) u CA (X4 X9) u CA,m (JP2-6) s 1 (S1 ) Abb.9.7: Drosselstrom i L1, Boost-Eingangsspannung u CA, gemessene Boost- Eingangsspannung u CA,m und Schaltsignal s 1 im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb.9.6 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. 4

6 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur In Abb.9.6 sind die Zeitverläufe hinter dem Gleichrichter dargestellt. Die Netzspannung wird am Kondensator C A gleichgerichtet (u CA ) und durch den folgenden Hochsetzsteller auf das Ausgangsspannungsniveau hochgesetzt. Der Strom i L1 in der Boost-Induktivität L 1 ist kontinuierlich mit einem gewissen Wechselstromanteil (Rippel). Zur Verdeutlichung des Rippels und des zugehörigen Schaltsignals s 1 sind ein Teil der Zeitverläufe in Abb.9.7 in einem kleineren Zeitmaßstab dargestellt. 9.2 Einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom und phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen. ~ Abb.9.8: Topologie zur einphasigen Leistungsfaktorkorrektur mit phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen. Abb.9.8 zeigt die Erweiterung der einphasigen Leistungsfaktorkorrektur um einen weiteren Brückenzweig, um diesen mit phasenversetzter Taktung zu betreiben. - Belassen sie den Leistungsteil und verbinden sie X 4 und X 6. - Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her. U * O î * i * L1 L1 IN_A 1 s 1- t ω U_1* = I_1P I_N1* 0 S_A = S1- U*+ u O U_1 = u 1 U12-C i L1 I_1 = u D1 UZK-C -I1-C TRI_1 ω IN_B 1 s 3-0 S_B = S3- i L3 I_2 = -I3-C u D2 TRI_2 Abb.9.9: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale s 1 und s 3 der MOSFETs S 1 und S 3 für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom und phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen. In Abb.9.9 ist die Blockschaltung für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom und phasenversetzter Taktung von zwei Brückenzweigen dargestellt. Der Sollwert des Drosselstromes i L1 * wird jetzt einem zweiten Stromregelzweig zugeführt. Dieser arbeitet mit einem in der Schaltfrequenz um 180 phasenverschobenen Dreieck u D2 und generiert dadurch ein unabhängiges Schaltsignal s 3. 5

7 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur Abb.9.10: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale S_A = S1 (Seite 5 in der Gesamtschaltung). - R116 = 1.2K, C58 = 1µF - JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2) - JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP3: -I1-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP4: -I3-C (ganz rechts, Pins 7-8) - JP10: I_N1* (unten, Pins 2-3) - JP11: -REF (oben, Pins 2-3) - JP12: unten (Pins 1-2) - JP13: oben (Pins 2-3) - JPS1 : auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2) - JPS2 : auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS3 : auf Position S_B (ganz oben, Pins 1-2) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) 6

8 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur Abb.9.11: Konfiguration der Jumper für die einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit kontinuierlichem Eingangsstrom. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente R116 = 1.2K und C58 = 1µF. Abb.9.12 zeigt die Zeitverläufe der Summe der beiden Drosselströme i L1 + i L3, die gleichgerichtete Netzspannung u CA und die gemessenen Einzelströme i L1,m und i L3,m. Durch Verwendung von zwei Stromreglern erhält man eine symmetrische Stromaufteilung in den beiden Brückenzweigen. Der Summenrippel der beiden Ströme ist nun im Vergleich zu vorher reduziert (vergleiche Abb.9.6). Diese Rippelreduktion und die resultierende Verdoppelung der Rippelfrequenz ist in Abb.9.13 nochmals genauer mit einem Zeitmaßstab von 20µs / DIV dargestellt. Zur Veranschaulichung sind in Abb.9.14 die Schaltsignale der beiden beteiligten MOSFETs dargestellt. i L1 + i L3 (Leitung X13-X6) u CA (X4 X9) i L1,m (JP3-1) i L3,m (JP4-1) Abb.9.12: Summe der Drosselströme i L1 + i L3, Boost-Eingangsspannung u CA, und gemessene Einzelströme i L1,m sowie i L3,m. 7

9 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur i L1 + i L3 (Leitung X13-X6) u CA (X4 X9) i L1,m (JP3-1) i L3,m (JP4-1) Abb.9.13: Summe der Drosselströme i L1 + i L3, Boost-Eingangsspannung u CA, und gemessene Einzelströme i L1,m sowie i L3,m mit einem Zeitmaßstab von 20µs/DIV. Die Lupe in Abb.9.12 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. i L1 + i L3 (Leitung X13-X6) u CA (X4 X9) s 1 (S1 ) s 3 (S3 ) Abb.9.14: Summe der Drosselströme i L1 + i L3, Boost-Eingangsspannung u CA, und Schaltsignale s 1 sowie s 3 mit einem Zeitmaßstab von 20µs/DIV. Die Lupe in Abb.9.12 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. 8

10 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur 9.3 Einphasige Leistungsfaktorkorrektur mit diskontinuierlichem Strom in der Induktivität Stellen sie wieder den Leistungsteil gemäß Abb.9.1 her. - Schließen sie parallel zu L 1 an den Klemmen X 1 und X 4 eine Induktivität L A = 20µH. Der Wickelbeginn soll an X 1 angeschlossen sein. - Stellen sie eine Hilfswicklung mit einem Windungszahlverhältnis von ca. 1:5 bis 1:3 her und schließen sie den Wickelbeginn an X62-3 (ZCD). Das Wickelende wird an X62-2 (GND) angeschlossen. - JPS1 : auf Position S_D (4.Pos. von oben, Pins 7-8) - JPS2 : auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) In Abb.9.15 ist die schaltungstechnische Realisierung zur Erzeugung der Schaltsignale für den Betrieb mit diskontinuierlichem Drosselstrom i L dargestellt. Es wird dazu ein Industrie- Standard-IC des Typs ON Semiconductor MC33262 (MC34262) verwendet. Das Blockschaltbild und die genaue Funktionsweise sind im Datenblatt nachzulesen ( Abb.9.15: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale S_D = S1 (Seite 5 in der Gesamtschaltung) für den Betrieb mit diskontinuierlichem Drosselstrom. Abb.9.16 zeigt den Netzstrom i 1 und -spannung u 1, sowie das Schaltsignal s 1 zur Ansteuerung des MOSFET S 1 für Betrieb mit diskontinuierlichem Drosselstrom. Sie erkennen wieder einen Leistungsfaktor von λ = Abb.9.17 demonstriert die Boost-Eingangsspannung u CA den Strom i L in der Boost- Induktivität L A und das zugehörige Schaltsignal s 1, das vom IC U22: MC33262 erzeugt wird. Zur Veranschaulichung der Zeitverläufe ist in Abb.9.18 der durch die Lupe in Abb.9.17 gekennzeichnete Bereich mit einem Zeitmaßstab von 20µs / DIV vergrößert. Die Schaltfrequenz des Systems ist nun nicht mehr konstant, sondern wird durch die Stromanstiegs- und -abfallgeschwindigkeit der Induktivität L bestimmt. Sie erkennen auch den nichtlinearen Verlauf des Stromes zufolge des verwendeten magnetisch nichtlinearen Eisenpulver-Ringkernes. 9

11 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur i 1 (Zuleitung) u 1 (X10 X12) s 1 (S1 ) Abb.9.16: Netzstrom i 1 und -spannung u 1, und Schaltsignal s 1. i L1 + i LA (I5) u CA (X4 X9) s 1 (S1 ) Abb.9.17: Drosselstrom i L und Boost-Eingangsspannung u CA, und Schaltsignal s 1. 10

12 IE9: Einphasige Leistungsfaktorkorrektur i L1 + i LA (I5) u CA (X4 X9) s 1 (S1 ) Abb.9.18: Drosselstrom i L und Boost-Eingangsspannung u CA, und Schaltsignal s 1 im Zeitmaßstab 20µs / DIV. 11

13 10 Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem Eine einphasige, durch Leistungstransistoren mit antiparallelen Freilaufdioden gebildete Vollbrückenschaltung mit Ausgangskapazität und Vorschaltinduktivität kann als Gleichoder Wechselrichterschaltung eingesetzt werden. Ein Beispiel für den Gleichrichterbetrieb findet sich bei Triebfahrzeugen, wo die auch als Vierquadrantensteller bezeichnete Schaltung der Erzeugung einer geregelten Gleichspannung aus der einphasigen Fahrdrahtwechselspannung dient und eine sinusförmige Stromaufnahme sichergestellt. Wechselrichterbetrieb liegt etwa bei der Anbindung regenerativer Energie an das Einphasenwechselspannungsnetz vor, wo die von der Quelle abgegebene Leistung mit sinusförmigem Strom in das Netz gespeist wird. Ziel der Übung ist die Darstellung der Grundfunktion der Schaltung und der bei phasenversetzter Steuerung der Brückenzweige erreichbaren Vorteile. Weiters wird das Systemverhalten für eine Zweipunktregelung des Eingangsstromes und eine Eingangsstromregelung mit konstanter Taktfrequenz untersucht. ~ Abb.10.1: Topologie des einphasigen bidirektionalen Pulsumrichtersystems (1~Inverter). Abb.10.1 zeigt die Topologie des einphasigen bidirektionalen Pulsumrichtersystems. Diese Schaltung erlaubt das Gleichrichten einer einphasigen Eingangswechselspannung U 1 auf eine Gleichspannung U 2 bzw. das Wechselrichten einer Gleichspannung U 2 auf eine Wechselspannung U 1 d.h. beide Energierichtungen von DC auf AC sind möglich Gleichrichter mit konstanter Taktfrequenz - Versorgen sie das System mit einer einstellbaren Wechselspannungsquelle (Einphasentrafo) U 1 an den Klemmen X 4 und X 5. - Belasten sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten Lastwiderstand R L an den Klemmen X 7 und X 9. - Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her. 1

14 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem u D1 TRI_1 1 0 s 1+ S1+ u D2 TRI_2 1 0 U * O î L1 * i L1 * IN_A 1 s 1- t ω U_1* = I_1P I_N1* 0 S_A = S1- U*+ u O U_1 = u 1 U12-C i L1 I_1 = 1 UZK-C s -I1-C 2+ 0 S_B = S2+ s 2- S2- Abb.10.2: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale s ij der MOSFETs S ij (i = 1,2; j = +, ) für den Betrieb des einphasigen Pulsumrichtersystems mit konstanter Taktfrequenz. Abb.10.3: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale für den Pulsumrichter S_A = S1 = (S1+) und S_B = S2+ = (S2 ) (Seite 5 in der Gesamtschaltung). In Abb.10.2 ist die Blockschaltung für den Betrieb des Pulsumrichters als einphasiger Gleichrichter mit konstanter Taktfrequenz dargestellt. Der Sollwert des Eingangsstromes wird durch Multiplikation des Spitzenwertes des Eingangsstromes î L1 * mit der Netzspannung u 1 gebildet. Dadurch wird eine netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes erreicht. Der Spannungsregler ist als PI-Regler ausgeführt und definiert den Spitzenwert des Eingangsstromes î 1 = î L1 *. Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall jedoch reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der Zwischenkreisspannung zu reduzieren. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur Folge. Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb.10.3 dargestellt. Für den Betrieb als Gleichrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und konstanter Taktfrequenz muss nun folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.10.4). - R116 = 1.2K, C58 = 1µF - JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2) - JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP3: -I1-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP10: I_N1* (unten, Pins 2-3) 2

15 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem - JP11: -REF (oben, Pins 2-3) - JP12: unten (Pins 1-2) - JP13: unten (Pins 1-2) - JPS1+: auf Position INV1 (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS1 : auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2) - JPS2+: auf Position S_B (2.Pos von oben, Pins 3-4) - JPS2 : auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) Abb.10.4: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des Pulsumrichters als Gleichrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und konstanter Taktfrequenz. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente R116 = 1.2K und C58 = 1µF. Abb.10.5 zeigt den Netzstrom i 1 und die Netzspannung u 1, den vom Ausgangsspannungsregler vorgegebenen Spitzenwert des Netzstromes î 1 * = î L1 * und den Sollwert des Drosselstromes i L1 *. Man erkennt eine gute lineare Abhängigkeit des Netzstromes und der Netzspannung, was sich im gemessenen Leistungsfaktor λ = 1 auch ausdrückt. Durch die Streuinduktivität des vorgeschalteten Stelltrafos und die innere Netzimpedanz weicht die Eingangsspannung von der idealen Sinusform stark ab und ist mit einem hohen Anteil des schaltfrequenten Rippels beaufschlagt. In Abb.10.5 ist daher auch ein Mittelwert avg(u 1 ) über mehrere Perioden dargestellt. Abb.10.6 zeigt den Drosselstrom i L1, die rein schaltfrequente Umrichtereingangsspannung u U (zwischen den Klemmen X 1 und X 2 ), deren Mittelwert über mehrere Perioden avg(u U ) und die zugehörigen Schaltsignale s 1 und s 2+. Die Struktur des Systems erlaubt es, positive und negative Ströme und Spannungen auf der Netzseite zu erzeugen und kann damit als Gleichrichter eingesetzt werden. Abb.10.7 und Abb.10.8 zeigen die Schaltsignale s 1 und s 2+, die resultierende Umrichtereingangsspannung u U und den Drosselstrom i L1 in einem kleineren Zeitbereich von 20µs/DIV. 3

16 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i 1 avg (u 1 ) (Zuleitung) u 1 (X4 X5) î L1 * i L1 * (JP10-1) (JP10-2-3) Abb.10.5: Netzstrom i 1 und -spannung u 1, Mittelwert der Netzspannung u 1, Netzstromspitzenwert î L1 * und Sollwert des Drosselstroms i L1 *. i L1 (I5) avg (u U ) u U (X1 X2) s 2+ (S2+) s 1 (S1 ) Abb.10.6: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignale s 1 und s 2+. 4

17 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i L1 (I5) u U (X1 X2) s 2+ (S2+) s 1 (S1 ) Abb.10.7: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignale s 1 und s 2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die linke Lupe in Abb.10.6 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. i L1 (I5) u U (X1 X2) s 2+ (S2+) s 1 (S1 ) Abb.10.8: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignale s 1 und s 2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die rechte Lupe in Abb.10.6 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. 5

18 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem 10.2 Wechselrichter am Netz mit konstanter Taktfrequenz - Versorgen sie das System mit einer einstellbaren Wechselspannungsquelle (Einphasentrafo) U 1 an den Klemmen X 4 und X 5. - Versorgen sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten Netzgerät evtl. parallel zum Lastwiderstand R L an den Klemmen X 7 und X 9. - Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her. Die Blockschaltung, die schaltungstechnische Realisierung und damit die Einstellungen an der Steuerplatine ändern sich nicht. Wenn nun der Sollwert der Zwischenkreisspannung unter dem Istwert, der durch das Netzgerät an den Klemmen X 7 und X 9 vorgegeben wird, liegt, dann beginnt das System Leistung in das versorgende Netz zurückzuspeisen. Dies ist daran zu erkennen, dass sich die Stromrichtung plötzlich umdreht (Abb.10.9). Zur Veranschaulichung der Verhältnisse sind auch hier wieder schaltfrequente Details in Abb und Abb.10.11abgebildet. ACHTUNG! NETZTRAFO NICHT ABSCHALTEN, DER WECHSELRICHTER VERSUCHT WEITERHIN LEISTUNG AN DAS NETZ ZU LIEFERN!!! Treten sie einen geordneten Rückzug aus dem Wechselrichterbetrieb an, indem sie vorher wieder gleichrichten, das Netzgerät trennen und dann erst die Netzseite abschalten. i L1 (I5) avg (u U ) u U (X1 X2) s 2+ (S2+) s 1 (S1 ) Abb.10.9: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignale s 1 und s 2+ für Wechselrichterbetrieb. 6

19 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i L1 (I5) u U (X1 X2) s 2+ (S2+) s 1 (S1 ) Abb.10.10: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignale s 1 und s 2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die linke Lupe in Abb.10.9 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. i L1 (I5) u U (X1 X2) s 2+ (S2+) s 1 (S1 ) Abb.10.11: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignale s 1 und s 2+ im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die rechte Lupe in Abb.10.9 kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. 7

20 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem 10.3 Gleich- und Wechselrichter mit Zweipunktregelung des Eingangsstromes Belassen sie den Leistungsteil gemäß 10.1 (ohne Netzgerät). U * O L1 L1 1 s 1- t U_1* = I_1P I_N1* 0 U*+ u O U_1 = u 1 U12-C i L1 I1-C UZK-C î * Abb.10.12: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale s ij der MOSFETs S ij (i = 1,2; j = +, ) für den Betrieb des einphasigen Pulsumrichtersystems mit Zweipunktregelung des Eingangsstroms. i * Abb.10.13: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale S_A = S1 = (S1+) und S_B = S2+ = (S2 ) (Seite 5 in der Gesamtschaltung). In Abb ist die Blockschaltung für den Betrieb des Pulsumrichters als einphasiger Gleichrichter mit Zweipunktregelung der Eingangsströme dargestellt. Der Sollwert des Eingangsstromes wird wieder durch Multiplikation des Spitzenwertes des Eingangsstromes î * L1 mit der Netzspannung u 1 gebildet. Dadurch wird eine netzspannungsproportionale Führung des Eingangsstromes erreicht. Der Spannungsregler ist als PI-Regler ausgeführt und definiert den Spitzenwert des Eingangsstromes î 1 = î * L1. Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall jedoch reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der Zwischenkreisspannung zu reduzieren. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur Folge. Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb dargestellt. Für den Betrieb als Gleichrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und Zweipunktregelung des Eingangsstroms muss folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.10.14): 8

21 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem - R116 = 1.2K, C58 = 1µF - JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2) - JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JPS1+: auf Position INV1+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS1 : auf Position S_E (4.Pos von unten, Pins 9-10) - JPS2+: auf Position S_E (3.Pos von oben, Pins 5-6) - JPS2 : auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) Abb.10.14: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des Pulsumrichters mit Zweipunktregelung des Eingangsstroms. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente R116 = 1.2K und C58 = 1µF. Abb zeigt den Drosselstrom i L1, die schaltfrequente Umrichtereingangsspannung u U (zwischen den Klemmen X 1 und X 2 ), deren Mittelwert über mehrere Perioden avg(u U ) und das zugehörige Schaltsignal s 1. Die Regelung weist für diesen Betriebspunkt Zwei-Level Verhalten auf, d.h. die sinusförmige Eingangsspannung wird hier durch nur zwei Spannungsniveaus nachgebildet. Es ist auch ohne weiteren Zoom zu erkennen, dass die Schaltfrequenz nun nicht mehr konstant ist. Die Schaltzeitpunkte werden so gesetzt, dass ein konstanter Rippel des Eingangsstromes erreicht wird. Durch Hinzufügen eines Netzgerätes an den Klemmen X 7 - X 9 können sie nun wieder den Wechselrichterbetrieb gemäß Abb untersuchen. 9

22 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i L1 (I5) avg (u U ) u U (X1 X2) s 1 (S1 ) Abb.10.15: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignal s 1 für Gleichrichterbetrieb mit Zweipunktregelung des Eingangsstroms. i L1 (I5) avg (u U ) u U (X1 X2) s 1 (S1 ) Abb.10.16: Drosselstrom i L1, Umrichter-Eingangsspannung u U, deren Mittelwert avg(u U ), Schaltsignal s 1 für Wechselrichterbetrieb mit Zweipunktregelung des Eingangsstroms. 10

23 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem 10.4 Wechselrichter im Inselbetrieb Bisher wurde der Wechselrichterbetrieb für Verbindung des Systems mit einem eingeprägten Netz, das den Sollwert der Spannung vorgibt, untersucht. Für Wechselrichter im Inselbetrieb muss dieser Sollwert zur Verfügung gestellt werden. - Belasten sie das System auf der Wechselspannungsseite U 1 an den Klemmen X 4 und X 5 mit einem geeigneten Lastwiderstand. - Versorgen sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten Netzgerät an den Klemmen X 7 und X 9. - Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her. u D1 TRI_1 1 0 s 1+ S1+ u 1 U12-C 1 s 2+ 0 S_B = S2+ u D2 TRI_2 1 0 u * 1 IN_A 1 s 1- t ω U_1* = I_1P 0 S_A = S1- EXT s 2- S2- Abb.10.17: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale s ij der MOSFETs S ij (i = 1,2; j = +, ) für den Betrieb des einphasigen Wechselrichters im Inselbetrieb. Abb.10.18: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale für den Pulsumrichter S_A = S1 = (S1+) und S_B = S2+ = (S2 ) (Seite 5 in der Gesamtschaltung). In Abb ist die Blockschaltung für den Betrieb des Pulsumrichters als einphasiger Wechselrichter im Inselbetrieb mit konstanter Taktfrequenz dargestellt. Der Sollwert der Ausgangsspannung wird durch einen Funktionsgenerator vorgegeben. Er wird mit dem Istwert verglichen und dementsprechend mit zwei Dreiecksignalen u D1 und u D2 verglichen, woraus sich die Schaltsignale s ij ableiten. Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb dargestellt. Für den Betrieb als Wechselrichter mit kontinuierlichem Eingangsstrom und konstanter Taktfrequenz muss nun folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb.10.19). 11

24 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem - R123 = 12K - JP1: EXT (3.Pos. von links, Pins 5-6) - JP2: U12-C (3.Pos von links, Pins 5-6) - JP3: entfernen - JP10: I_1P (oben, Pins 1-2) - JP11: -REF (oben, Pins 2-3) - JP12: unten (Pins 1-2) - JP13: unten (Pins 1-2) - JPS1+: auf Position S_A (ganz oben, Pins 1-2) - JPS1 : auf Position INV1+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS2+: auf Position INV2 (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS2 : auf Position S_B (2.Pos von oben, Pins 3-4) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) Abb.10.19: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des Pulsumrichters als Wechselrichter im Inselbetrieb. Beachten sie den zusätzlichen Widerstand R123 = 12K. Abb zeigt den Laststrom i L1 und die Ausgangsspannung u 1, den vom Funktionsgenerator vorgegebenen Sollwert der Ausgangsspannung u 1 * und das zugehörige Schaltsignal s 1+. Da es sich in diesem Fall um eine ohmsche Last handelt, wird im Folgenden die Ausgangsspannung durch die Umrichterausgangsspannung ersetzt (Abb.10.21). Zur Veranschaulichung ist in Abb die Zeitablenkung auf 20µs/DIV eingestellt. 12

25 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i L1 (I5) u 1 (X4 X5) u 1 * (JP1) s 1+ (S1+) Abb.10.20: Laststrom i L1, Istwert der Ausgangsspannung u 1, Sollwert der Ausgangsspannung u 1 * und Schaltsignal s 1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit 50Hz Ausgangsspannung. i L1 (I5) u U (X1 X2) u 1 * (JP1) s 1+ (S1+) Abb.10.21: Laststrom i L1, Umrichter- Ausgangsspannung u U, Sollwert der Ausgangsspannung u 1 * und Schaltsignal s 1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit Ausgangsspannung 50Hz - Sinus. 13

26 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i L1 (I5) u U (X1 X2) u 1 * (JP1) s 1+ (S1+) Abb.10.22: Laststrom i L1, Umrichter- Ausgangsspannung u U, Sollwert der Ausgangsspannung u 1 * und Schaltsignal s 1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb kennzeichnet den gezoomten Bereich. i L1 (I5) u U (X1 X2) u 1 * (JP1) s 1+ (S1+) Abb.10.23: Laststrom i L1, Umrichter- Ausgangsspannung u U, Sollwert der Ausgangsspannung u 1 * und Schaltsignal s 1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit Ausgangsspannung 100Hz Rechteck. 14

27 IE10: Einphasiges bidirektionales Pulsumrichtersystem i L1 (I5) u U (X1 X2) u 1 * (JP1) s 1+ (S1+) Abb.10.24: Laststrom i L1, Umrichter- Ausgangsspannung u U, Sollwert der Ausgangsspannung u 1 * und Schaltsignal s 1+ für Wechselrichter im Inselbetrieb mit Ausgangsspannung 100Hz Dreieck. Mit dem gegenständlichen System lassen sich nicht nur sinusförmige Ausgangsspannungen, sondern auch z.b. eine Rechteckspannung (Abb.10.23) oder eine Dreieckspannung (Abb.10.24) erzeugen, soweit es die Dynamik zulässt. 15

28 11 Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem Ähnlich wie für eine Einphasen-Gleichrichterschaltung mit sinusförmiger Stromaufnahme können auch die Netzrückwirkungen einer dreiphasigen Gleichrichterschaltung durch Einsatz abschaltbarer Leistungshalbleiter signifikant reduziert werden. Im Rahmen der Übung wird eine Schaltung vorgestellt, die auch eine Rückspeisung von Energie in das Netz erlaubt und industriell zur Speisung des Zwischenkreises von Frequenzumrichtersystemen in der Antriebstechnik eingesetzt wird. Das Hauptaugenmerk liegt hierbei auf der Erzeugung der Ansteuersignale der Leistungstransistoren mittels multipliziererloser Stromregelung. Weiters werden der Zeitverlauf der strombildenden Gleichrichtereingangsspannung, der schaltfrequenten Schwankung des Eingangsstromes und die den wechselspannungsseitigen Größen zugeordneten Raumzeiger betrachtet. Zur Steuerung der Schaltung wird eine Analogschaltung herangezogen. ~ ~ ~ Abb. 11.1: Topologie des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems (3~PFC). Abb zeigt die Topologie des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems. Diese Schaltung erlaubt das Gleichrichten einer dreiphasigen Eingangswechselspannung U i (i = 1, 2, 3) auf eine Gleichspannung (Zwischenkreisspannung). Theoretisch sind beide Energierichtungen möglich, jedoch unterstützt das eingesetzte Regelungsverfahren dies nicht. - Versorgen sie das System mit einem einstellbaren Drehstromtrafo U i (i = 1, 2, 3) an den Klemmen X 4, X 5 und X 6. - Belasten sie das System auf der Gleichspannungsseite mit einem geeigneten Lastwiderstand R L an den Klemmen X 7 und X 9. - Stellen sie die richtige Relaiskonfiguration her. - Verbinden sie GND des Lehrsystems mit Schutzerde, um das Bezugspotential zu definieren. In Abb ist die Blockschaltung für den Betrieb des Systems als dreiphasiger Gleichrichter mit konstanter Taktfrequenz dargestellt. Das Verfahren wird als multipliziererloses Stromregelverfahren bezeichnet, da der Sollwert des Eingangsstromes nicht durch Multiplikation mit der Phasenspannung erzeugt wird. In der gegenständlichen Schaltung ist ein Multiplizierer implementiert, der aber nur zur Variation der Dreiecksamplitude i D dient. Dies könnte in einer industriellen Realisierung auch ohne Multiplizierer erfolgen. Je nach Amplitude des Dreiecks, die durch den Ausgangsspannungsregler mittels î D eingestellt wird, variiert die Amplitude des Eingangsstromes und damit die Leistung, die vom 1

29 IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem Netz bezogen wird. Die Eingangsströme werden direkt mit dem Dreiecksignal i D verschnitten und daraus die PWM Signale s i (i = 1, 2, 3) für die Leistungsschalter S ij erzeugt (i = 1, 2, 3; j = +, ). Die Dynamik des Spannungsreglers muss in diesem Fall reduziert werden (R116 = 1.2K, C58 = 1µF), damit er nicht versucht, die Welligkeit der Zwischenkreisspannung während einer Netzperiode auszugleichen. Dies hätte eine Verzerrung des Eingangsstromes zur Folge. U * O î D i D 1 s t 1+ U_1* = I_1P 0 S_K = S1+ = S1- U*+ u O U_1 = UZK-C u D -i L1 -I1-C TRI1-TRI_2 1 s 1+ 0 S_L = S2+ = S2- -i L2 -I2-C 0 1 s 1+ S_M = S3+ = S3- -i L3 -I3-C Abb. 11.2: Blockschaltbild zur Erzeugung der Schaltsignale s ij der MOSFETs S ij (i = 1, 2, 3; j = +, ) für den Betrieb des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems mit multipliziererloser Stromregelung. Abb. 11.3: Schaltungstechnische Realisierung der Erzeugung der Schaltsignale für den Pulsgleichrichter S_K = S1+ = (S1-), S_L = S2+ = (S2 ) und S_M = S3+ = (S3 ) (Seite 5 und 6 in der Gesamtschaltung). 2

30 IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem Die schaltungstechnische Realisierung ist in Abb dargestellt. Für den Betrieb des Lehrsystems als dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem mit kontinuierlichem Eingangsstrom, konstanter Taktfrequenz und multipliziererloser Stromregelung muss nun folgende Konfiguration hergestellt werden (Abb. 11.4). - R116 = 1.2K, C58 = 1µF - JP1: U*+ (ganz links, Pins 1-2) - JP2: UZK-C (2.Pos von links, Pins 3-4) - JP11: -REF (oben, Pins 2-3) - JPS1+: auf Position S_K (4.Pos von oben, Pins 7-8) - JPS1 : auf Position INV1+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS2+: auf Position S_L (4.Pos von oben, Pins 7-8) - JPS2 : auf Position INV2+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - JPS3+: auf Position S_M (4.Pos von oben, Pins 7-8) - JPS3 : auf Position INV3+ (2.Pos von unten, Pins 13-14) - Die verbleibenden JPSxx ganz unten (GND, Pins 15-16) Abb. 11.4: Konfiguration der Jumper für den Betrieb des dreiphasigen Pulsgleichrichters mit kontinuierlichem Eingangsstrom, konstanter Taktfrequenz und multipliziererloser Stromregelung. Beachten sie die zusätzlichen Bauelemente R116 = 1.2K und C58 = 1µF. Abb zeigt die Netzströme i 1, i 2 und i 3, Abb die lokalen Mittelwerte der Umrichtereingangsspannungen (entsprechen den Phasenspannungen), Abb die schaltfrequenten Umrichtereingangsspannungen des Pulsgleichrichtersystems. Zur Verdeutlichung der Verhältnisse ist in Abb der Zeitbereich auf 20µs/DIV verkleinert. Man erkennt, dass die Ausgangsspannung des Systems mit einer pulsfrequenten Gleichtaktspannung u CM gegenüber GND (Schutzerde) beaufschlagt ist. Abb zeigt dazu die durch die multipliziererlose Eingangsstromregelung erzeugten Schaltsignale s 1+, s 2+ und s 3+ mit Bezug auf die Gleichtaktspannung u CM. 3

31 IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem i 3 (Zuleitung) i 1 (Zuleitung) i 2 (Zuleitung) Abb. 11.5: Netzströme i 1, i 2 und i 3 des dreiphasigen Pulsgleichrichtersystems. u U1 (X1 GND) u U2 (X2 GND) u U3 (X3 GND) u CM (X8 GND) Abb. 11.6: Umrichtereingangsspannungen u U1, u U2, u U3 und Gleichtaktspannung u CM mit lokaler Mittelwertbildung (Enhanced Resolution bzw. Hi-Res Mode). 4

32 IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem u U1 (X1 GND) u U2 (X2 GND) u U3 (X3 GND) u CM (X8 GND) Abb. 11.7: Umrichtereingangsspannungen u U1, u U2, u U3 und Gleichtaktspannung u CM. u U1 (X1 GND) u U2 (X2 GND) u U3 (X3 GND) u CM (X8 GND) Abb. 11.8: Umrichtereingangsspannungen u U1, u U2, u U3 und Gleichtaktspannung u CM im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. 5

33 IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem s 1+ (S1+) s 2+ (S1+) s 3+ (S1+) u CM (X8 GND) Abb. 11.9: Schaltsignale s 1+, s 2+ und s 3+, sowie Gleichtaktspannung u CM im Zeitmaßstab 20µs/DIV. Die Lupe in Abb kennzeichnet den vergrößerten Zeitbereich. Die Umrichtereingangsspannung (Abb ) und der Eingangsstrom (Abb ) können auch durch Raumzeiger im XY-Betrieb des Oszilloskops dargestellt werden. Abb : Position der Klemmen für die Messung der Raumzeiger. 6

34 IE11: Dreiphasiges Pulsgleichrichtersystem -u UA (X70) -u UB (X71) Abb : Umrichtereingangsspannungen u UA und u UB mit XY Darstellung (Spannungsraumzeiger). i 1 = i A (X64) i B (X69) Abb : Umrichtereingangsströme i A und i B mit XY Darstellung (Stromraumzeiger). 7