Ein Konverter für das 70MHz Band mit großem Dynamikbereich und geringem Seitenbandrauschen. Günter Fred Mandel, DL4ZAO

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1 Ein Konverter für das 70MHz Band mit großem Dynamikbereich und geringem Seitenbandrauschen. Günter Fred Mandel, DL4ZAO Angeregt durch eine Forumdiskussion zum Konzept eines VLF Konverters, entstand die Idee, einen einfachen und kompakten Konverter mit geringem Phasenrauschen und gutem Großsignalverhalten zu entwerfen, der das 70 MHz Band in das 10m Band umsetzt und als RX-Modul für einen modular aufgebauten Transverter dienen kann. Zielvorgaben - Konzept Der Konverter soll auf einer doppelseitigen Leiterplatte realisiert werden, von den Abmessungen her passend für ein 111mm x 74 mm Schubert Weißblechgehäuse. Die obere Leiterplattenebene wird als durchgehende Massefläche ausgeführt. Phasenrauschen und Dynamik sollen ausreichend sein, um die Eigenschaften eines guten Empfängers als Nachsetzer ohne merkliche Einschränkungen ausnutzen zu können. Das Signal des rauscharmen Lokal Oszillators wird gesplittet und herausgeführt, damit zusammen mit einem später zu entwickelnden Modul mit Sendemischer und QRP Endstufe ein vollwertiger Transverter zusammengesetzt werden kann. Kosten/Aufwand und Leistungsdaten sollen in einem vernünftigen Verhältnis zueinander stehen. Es werden handelsübliche Komponenten verwendet. Das Frontend bis zum Mischer wird in SMD Bauweise realisiert, ansonsten werden bedrahtete Bauelemente verwendet. Der Abgleichaufwand soll minimal sein, um einen einfachen Nachbau zu gewährleisten. Um gutes Großsignaleigenschaften bei niedriger Rauschzahl zu erhalten, ist eine Gilbert Zelle (SA602/612) oder ein Dual Gate Fet als Mischer, wie man es in vielen Konverter-Bauvorschlägen findet nicht ausreichend. Es wird ein Diodenringmischer für 7dBm oder alternativ 17dBm LO Leistung bevorzugt. Angepasst an das Umgebungsrauschen auf den Frequenzen um 70 MHz erscheint eine Rauschzahl von <4 db absolut ausreichend. Der Kompromiss zwischen guter Empfindlichkeit bei gleichzeitig hoher Linearität wird durch eine Vorverstärkerstufe mit einem hochaussteuerbaren rauscharmen CATV Transistor erreicht. Daten: Empfangsbereich: 70 bis 72 MHz Ausgangsfrequenz: 28 bis 30 MHz NF <4db Eingangs - IP3: >10dbm Seitenbandrauschen < 140 dbc/hz in 10 khz Abstand Schaltungsbeschreibung Die Schaltung gliedert sich in die Funktionsblöcke: Betriebsspannungsversorgung Rauscharmer 28 MHz Quarzoszillator (LO) mit Treiberstufe Linearer Eingangsverstärker mit Bandfilterselektion Eingangstiefpass 5. Ordnung, Chebychev Ringmischer Post-Mixer Amplifier - Ausgang Seite 1

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3 Betriebsspannungsversorgung Als Spannungsregler für die 10V Betriebsspannung wird ein LM317 Spannungsregler im TO220 Gehäuse verwendet. Er soll geringes Rauschen verursachen, als ein 7810 Festspannungsregler. Zur Versorgung der Quarzoszillatorstufe wird die Betriebsspannung nochmals über Transistor T4 gesiebt. Diese Denoise Schaltung ist im Grunde ein aktiver RC Tiefpass, dessen Siebwirkung durch die Stromverstärkung des Transistors verbessert wird. Die Dioden D1 dient als Verpolungsschutz und D2 schützt den Spannuingsregler gegen reverse Spannungen. Für den ordungsgemäßen Betrieb ist eine DC Versorgungsspannung von 13V erfoderlich. 42 MHz Oberton-Quarzoszillator (LO) mit Treiberstufe Für Grundwellenquarze findet man häufig die Colpitts-Oszillatorschaltung mit dem Transistor als Emitterfolger mit geerdetem Kollektor. Sie ist unempfindlich in der Dimensionierung und zuverlässig. Allerdings schwingt ein Colpitts Oszillator nicht sicher auf dem vorgesehenen Oberton. Der Oszillator kann kann dazu mit dem Parallelschwingkreis L3/C15 für Obertonbetrieb abgewandelt werden. Man kennt diese Schaltung als Clapp-Guriet Oszillator. Der Oszillatortransistor T3 schwingt mit dem 42 MHz Quarz auf dem 5. Oberton in Serienresonanz. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises L3/C15 soll zwischen dem nächstniedrigeren Oberton und dem gewünschten 5. Oberton liegen. Es wird eine passende Festinduktivät aus der Normreihe verwendet. Mit dem Trimmer C18 kann der Quarz auf seine Sollfrequenz gezogen werden. Für niedriges Phasenrauschen soll man Transistoren mit hoher Gleichstromverstärkung, niedrigem Basisbahnwiderstand und nicht zu hoher Transitfrequenz verwenden. Weil das Phasenrauschen im Frequenzabstand von wenigen Hz bis einigen khz um den Träger liegt, ist der niederfrequente Bereich des Transistorrauschens wesentlich, daher sind auch rauscharme NF Transistoren wie BC550 gut geeignet. Hier wird ein einfacher BF199 (T3) eingesetzt, der zuverlässig schwingt und wenig zu parasitären Schwingungen neigt, wie dies bei HF-Transistoren mit Transitfrequenzen im Gigaherzbereich oft der Fall ist. Die FET Stufe mit T4 koppelt die Oszillatorfrequenz rückwirkungsarm aus. Eine gegengekoppelte Treiber-Stufe T3 mit dem leistungsfähigen 2N5109 wird mit 50mA betrieben und leistet +23 dbm LO Pegel im A-Betrieb. Hinter dem Tiefpass wird ein Teil des LO Leistung zwischen Mischer und auf einen Ausgang für einen Sendezweig (TRVTR) aufgeteilt. Dies geschieht über einen resistiven Leistungsteiler. Die Widerstandswerte sind nach der Tabelle so zu dimensionieren, dass der für den gewählten Mischertyp erforderliche Pegel sicher erreicht wird. Wenn an der LO Ausgangsbuchse keine 50 Ohm Last angeschlossen ist, muss der Ausgang über die Steckbrücke K7 mit R31 (50) Ohm abgeschlossen werden. db 1 db 2 Rs Ohm Rt Ohm Ru Ohm Mischer LO Out R29/ R27 R28 R31 0,5 31 1, , , Seite 3

4 Eingangsverstärker mit Bandfilter Als Frontend vor dem Mischer wurde eine hochaussteuerbare Verstärkerstufe mit einem BFG135A CATV Transistor von Infineon gewählt. Die Schaltung geht auf einen Vorschlag von YU1AW zurück, der diesem Transistor hervorragende Linearität und Dynamik bescheinigt. Durch die hohe Verstärkung von 21dB bestimmt die Rauschzahl (NF = ca 2,5 db) dieser Stufe maßgeblich die Gesamtrauschzahl des Konverters. Das Frontend wird mit einem Strom von 60mA betrieben. Ein Netzwerk aus C3,L1 und C76 vor der Basis sorgt für Impedanz und Rauschanpassung. Der Abgleich erfolgt durch Spreizen/Zusammendrücken der Spule L1. Auf die Verstärkerstufe folgt ein kapazitiv Kopfpunkt-gekoppeltes Zweikreis Bandfilter zur Selektion und Spiegelfrequenzunterdrückung. Die niederohmige Ein- und Auskopplung erfolgt über kapazitive Spannungsteiler. Zwischen Bandfilter und Mischeingang ist ein 3 db Dämpfungsglied eingefügt, um dem Mischer breitbandig einezwangsanpassung von 6dB zu bieten. Bild 2 und 3 zeigen die Durchlasskurve des Frontends von der Eingangsbuchse bis zum Mischer. Blau= Übertragung, rot=reflexion. Bild 2 Frontend mit 70MHz Bandfilter, Weitabselektion 0 bis 200 MHz Bild 3 Frontend mit 70MHz Bandfilter Zoom, 60 bis 80 MHz Seite 4

5 Mischstufe In der Mischstufe wird ein doppelt balancierter Dioden-Ringmischer eingesetzt. Mit einem +7dBm Mischer ( IE 500, SBL-!, HPF505 oä) kann ein IIP3 von 18dBm erreicht werden, bei einem Hochpegelmischer mit +17 dbm Oszillatorleistung kann sogar ein IP3 bis 28 dbm. Der Ringmischer verlangt für optimalen Betrieb einen reflexionsarmen Abschluss seiner Ports. Für den LO Port wird das durch die Dämpfung des LO-Leistungsteilers (Tabelle oben) erreicht. Zwischen dem Bandpass des Frontends und dem Mischer sorgt ein 3dB Dämpfungsglied für Zwangsanpassung. Der 28 MHz IF Port ist mit einem Post Mixer Verstärker abgeschlossen, der bis 250 MHz eine breitbandige 50 Ohm Last darstellt. Post-Mixer Amplifier An den Post-Mixer Verstärker werden hauptsächlich drei Anforderungen gestellt: reflexionsarmer Abschluss (50 Ohm) über den Frequenzbereich des Mischers. Geringes Rauschen und intermodulationsarme Verstärkung zum Ausgleich der Dämpfung von Mischer (-6dB) und Tiefpass (-1dB) zur Reduzierung der Gesamtrauschzahl. Entkopplung des Mischers vom Konverter-Ausgangs mit möglichst geringer Rückwirkung. Wenn der Mischerabschluss im Bereich 10 khz bis 200 MHz breitbandig mit 50 Ohm abgeschlossen werden kann, erübrigt sich ein Diplexer-Filter. Ein FET in Gate-Schaltung mit einer Steilheit von g m =20mS hat eine Eingangsimpedanz von 50 Ohm ( Z = 1/g m ). Zwei parallel geschaltete J310 FETs erreichen so 50 Ohm Eingangswiderstand. Die gepaaarten FET sind nach möglichst gleichem IDSS zu selektieren. Mit dem Poti R20 wird der Strom auf 20 ma eingestellt. Die Rückwirkung eines FET in Gate Schaltung sind minimal. Die Drossel soll möglichst breitbandig sein. Dazu gibt es aus einer Patentschrift ein Wickelschema für eine Breitbanddrossel auf einem Doppellochkern. Die Wicklung wird in drei in Serie geschaltete Einzelwicklungen aufgeteilt und man erreicht dadurch eine hohe Induktivität bei gleichzeitig geringer Wicklungskapazität. Eine Wicklung mit Windungen CuL 0,25mm auf einem Doppellockern aus FT43 Ferritmaterial. Für den 70 MHz Konverter ist an dieser Stelle auch eine handelsübliche 22µH Festinduktivität mit möglichst geringer Kapazität ausreichend Bild 4 Wickelschema der Breitbanddrossel für den Post Mixer Verstärker Damit der Verstärker die Mischerverluste ausgleichen kann, wird er für einen Verstärkungsfaktor von 7 db dimensioniert. NKanal FET s in Gateschaltung haben den Vorteil, sehr großsignalfest zu sein. Eine Gegenkopplung ist nicht erforderlich. Aus diesem Grund besitzen FET s in Gate-Schaltung hohe Rückwärtsdämpfungen von bis zu 30dB. Bei einem Drainstrom von ma stellt sich bei Hochstrom-FET s oder alternativ bei parallelgeschalteten FETs eine Vorwärtssteilheit von 20mS ein, woraus ein Eingangswiderstand von 50 Ohm resultiert. FET s in Gateschaltung sind außerdem sehr stabil und neigen nicht zu parasitären Schwingungen. Ein Nachteil dieser Schaltungsvariante ist die Seite 5

6 geringe Leistungsverstärkung bei kleinen Ausgangswiderständen. Der FET muss also auf einen hohen Lastwiderstand arbeiten. In dieser Schaltung wurde der Ausgangstiefpass als transformierendes Pi- Glied dimensioniert, wie man das von einer Röhrenendstufe her kennt. Das Pi-Filter transformiert innerhalb einer Bandbreite von 5 MHz von 1kΩ auf die Impedanz des Ausgangs von 50 Ω. Die 1kΩ Impedanz des Pi-Tiefpasses parallel zu dem Drainwiderstand R26 ergibt eine Lastimpedanz RLvon 500 Ohm. Mit dem Trimmer C27 wird auf die Eckfrequenz des Tiefpasses abgeglichen. Mit dem Poti R20 wird der Drainstrom der parallelgeschaltete FETs auf 20 ma eingestellt. Bild 5 Durchlasskurve, blau = Eingangsimpedanz, rot= Leistungs-Verstärkung Seite 6

7 Aufbau Die doppelseitig kupferkaschierte Leiterplatte ist mit den Abmessungen 108 x 71 mm ausgelegt, dass sie in ein Schubert Weißblechghäuse 111mm x 74 x 30 mm eingelötet werden kann. Bild xx zeigt den Bestückungsplan. Ein Foto des Platinenobererseite mit den bedrahteten Bauelementen sieht man auf Bild xx. Die Leiterbahnen und die SMD Teile befinden sich unten auf der Leiterbahnseite, die bedrahteten Bauteile werden oben auf der durchgehenden Masseflache bestückt. SMD Widerstände und Kondensatoren sind Gehäuseform 1206, die Pads auf dem Layout erlauben aber auch die Verwendung von SMD 805. Bild 5 Bestückungsplan Draufsicht Am einfachsten ist es, zuerst die SMD Teile des Vorverstärkers auf der Unterseite der Platine zu bestücken, sowie falls die Leiterplatte nicht vom Leiterplattenhersteller durchkontaktiert ist wo notwendig die Durchkontaktierungen vorbereiten (z.b. mit Hohlnieten). Dann als Nächstes die flachen bedrahteten Bauteilen. Zum Schluss die hohen Bauteile, wie Filterspulen, Spannungsregler und Quarz. Es ist ratsam, die Drosseln L8 und L10, sowie den Mischer zu Testzwecken erst einmal nicht zu bestücken. Über L8 geht die Stromversorgung des Vorverstärkers, über L10 die Versorgung des Post Mixer Verstärkers. So besteht die Möglichkeit die Stufen nacheinander in Betrieb zu nehmen und Fehler aufzudecken. An Pin 8 des Mischers kann mit Hilfe eines Netzwerktesters das 70Mhz Bandfilter abgeglichen werden, gleichermaßen an Pin 1 der Tiefpass des Post-Mixer Verstärkers. Der Einbau des Mischers erfolgt dann nach erfolgreichem Abgleich. Beim Einbau der Transistoren ist auf kurze Anschlussdrähte zu achten. Es ist ratsam Transistor T5 mit einem Kühlstern zu versehen. In ihm werden schließlich 0,5 W in Wärme umgesetzt. Transistor T2 wird über die Leiterplattenfläche gekühlt. Seite 7

8 Wickeln der Spulen und Übertrager Bauteil Funktion Wert Kern - Kennfarbe Windungen Draht Ø mm L1 Filterspule 100nH Luftspule, Ø 5mm, L=7mm 6 0,6 L5 Filterspule 220nH Luftspule, Ø 5mm, L=10mm 9 0,6 L6 Filterspule 220nH Luftspule, Ø 5mm, L=10mm 9 0,6 L11 Filterspule 190nH Luftspule, Ø 5mm, L=10mm 8 0,6 L12 Filterspule 1µH Ringkern T37-6 gelb 16 0,3.0,4 Tr1, Tr2 Übertrager Doppellochkern BN bifilar 0,3 Tabelle 1 - Spulenwickeldaten Filterspulen. L1, L5, L6, L11, L12 sind Luftspulen aus 0,6 mm Kupferlackdraht. Der Draht wird dazu ohne Abstand Windung an Windung um einen 5mm-Bohrer als Wickelkern gewickelt. An den Drahtenden wird der Lack mit Schmirgel oder einer Klinge abgekratzt und die Drahtenden werden sorgfältig verzinnt. Es ist ratsam, vor dem Einbau die Spulen mit einem Induktivitätsmessgerät auszumessen und durch Aufdehnen der Wicklung den geforderten Induktivitätswert voreinzustellen. Bild 6 Filterspulen, Abgleich durch Aufspreizen der Wicklung Wickeln der Ringkern-Spule: Die Wicklung wird gleichmäßig so über den Ringkern verteilt, so dass zwischen Anfang und Ende der Wicklung eine Lücke von etwa 30 Grad bleibt. Eine Ringkernspule kann in engen Grenzen durch geringes Zusammenschieben der Wicklung etwas nachgeglichen werden. Bild 7 Beispiel Wickelschema Ringkernspule Wickeln der TLT-Übertrager Kupferlackdraht 0,25 0,35mm verdrillen. Dann vier Windungen des bifilar verdrillten Drahtes auf den Doppellochkern wie in Bild 7 wickeln. Verdrille das Ende von Draht A mit dem Anfang von Draht B wie gezeigt. Die richtige Verbindung kann vorher mit dem Ohmmeter geprüft werden. Die Lack- Seite 8

9 Isolation der beiden Drahte mit feinem Schmirgel oder einer Klinge abkratzen, ohne dabei den Draht zu verletzten. Zuletzt die Drähte sorgältig verzinnen. Bild 8 TLT-Übertrager Anschlussbuchsen Als Anschlussbuchsen sind SMA 90-Grad Buchsen für Platinenmontage vorgesehen. Diese Teile sind von fernöstlichen Herstellern günstig in ausreichender Qualität über ebay zu beziehen. Alternativ kann man anstatt der SMA Printbuchsen BNC-Buchsen in das Weißblechgehäuse einbauen und mit den entsprechenden Leiterplattenpins verdrahten. Seite 9

10 Bild 9 Prototyp Platine oben Bild 10 Prototyp Platine unten Seite 10

11 Abgleich und Inbetriebnahme Hilsmittel für Aufbau, Abgleich und der Fehlersuche: 13,8V Labornetzgerät, möglichst mit einstellbarer Strombegrenzung Digitalmultimeter L-C Messgerät Netzwerktester (NWA, VNWA) Frequenzzähler Ein einfacher Diodentastkopf oder ein Milliwattmeter. Es empfiehlt sich, die Stufen LO, Vorverstärker und Post Mixer Verstärker nacheinander in Betrieb zu nehmen und dabei die Stromaufnahme zu kontrollieren. Dazu eignet sich am besten ein Labornetzgerät, das auf einen Ausgangsspannung von 13,8V eingestellt ist und dessen Ausgangsstrom auf 150 ma begrenzt wird. Um eine stufenweise Inbetriebnahme zu ermöglichen sollten die Drosseln L8 und L10 zu Beginn noch nicht bestückt sein. Über L8 führt die Stromversorgung des Vorverstärkers, über L10 die Versorgung des Post Mixer Verstärkers. So besteht die Möglichkeit durch Bestücken der Drosseln die Stufen nacheinander in Betrieb zu nehmen und zu testen. Stufenweise Inbetriebnahme: Messen der Betriebsspannung von 10V am Ausgang von IC1 Stromaufnahme: LO und Treiber: ca 80 ma Vorverstärker: ca 60mA Post Mixer Verstärker: ca 20mA Gesamtstromaufnahme: ca 140 ma Abgleich des Eingangsverstärkers: Der Abgleich des 70MHz Bandfilters erfolgt mit einem Netzwerktester vor dem Bestücken des Mischers. Der Ausgang des Netzwerktesters wird mit der Eingangsbuchse des Konverteres verbunden. Der Messeingang des NWT wird mit einem Hilfskabel temporär mit Pad 8 des Mischeranschlusses auf der Leiterplatte verbunden. L1 wird durch Spreizen/Zusammendrücken auf minimale Reflexion im Bereich um 71 MHz abgeglichen. Etwas kniffeliger ist der Abgleich des scharfen Bandfilters. Auch hier durch Spreizen/Zusammendrücken der Filterspulen L5 und L6 das Bandfilter auf die gewünschte Durchlasskurve (Bilder 3 und 4) abgleichen. Abgleich des Post Mixer Verstärkers: Mit einem Digitalmultimeter die Spannung über R24 messen. Poti R20 so einstellen, dass über R24 eine Spannung von 1V abfällt. Das entspricht einem Strom von 20 ma. Der Abgleich des Pi-Filters geschieht ebenfalls am besten mit einem Netzwerktester vor dem Bestücken des Mischers. Der Ausgang des NWT wird mit temporär mit Pin 1 des Mischeranschlusses, der Messeingang mit der Ausgangsbuchse des Konverters verbunden. Mit Trimmkondensator C35 auf die geforderte Durchlasskurve (Bild5) abgleichen. Der Abgleich des Pi-Filters ist unkritisch und kann auch bei bestücktem Mischer ohne die Hilfe eines Netzwerktesters erfolgen, in dem man bei Antenne und Empfänger anschließt und C35 auf maximales Ausgangssignal (Rauschen) abgleicht. Seite 11

12 Abgleich des LO: Frequenzzähler an die LO Ausgangsbuchse anschließen und die Frequenz mit C18 auf den Sollwert von 42 MHz abgleichen. Zum Abgleich des Tiefpasses ein Wattmeter oder einen einfachen Diodentastkopf an der LO-Ausgangsbuches anschließen und L11 durch Spreizen/Zusammendrücken auf nominalen Ausgangspegel abgleichen. (Grenze zwischen Übergang und Sperrbereich des Tiefpasses). Alle Pegel sind jeweils an einem 50Ω Abschluss zu bestimmen. Hinweis: Der vom Hersteller für den Mischer spezifizierte nominale LO-Pegel gilt in einer 50 Ohm Umgebung. Es ist der Pegel, wie er an einem 50 Ω Abschluss zu messen ist. Die tatsächliche Impedanz am LO-Port eines Dioden-Ringmischers ist jedoch pegelabhängig und weicht erfahrungsgemäß beträchtlich von 50Ω nach unten hin ab. Die Messung des Pegels mit einem hochohmigen Dioden- Spitzenwertastkopf direkt am LO-Port des Mischers zeigt daher meist eine geringere Spannung an, als wenn sie an einem 50Ω Abschluss gemessen würde. Seite 12

13 Ergänzende Informationen HF-Diodentastkopf: Ein unentbehrliches Hilfsmittel, wenn es um das Aufspüren und Messen von HF-Spannungen und Leistungen geht, ist ein Diodentastkopf. Den kann man sich für wenig Geld selbst zusammenbauen, es gibt ihn preiswert auch fertig bei der DL-QRP AG. Die Baumappe kann hier heruntergeladen werden: HF/NF Diodentastkopf QRP AG. Bild 11 - Ein einfacher HF-Tastkopf mit zwei BAT46 Dioden auf Lochrasterplatine Selektieren von gepaarten FETs für den Post Mixer Verstärken nach gleichem IDSS Um einen 50 Ohm Eingangswiderstand zu erhalten müssen die gepaarten FET ein IDSS (Strom bei Ugate = 0V) zwischen 30 und 60 ma aufweisen. Die gewählten JFETs vom Typ J310 erfüllen diese Voraussetzung. Den einfachen Messaufbau zeigt Bild 10. Zwischen dem Pluspol eines Netzteils (ca 10 15V Ausgangsspannung, zur Sicherheit mit Strombegrenzung) und dem Drain des FET wird ein Multimeter zur Strommessung eingeschleift. Gate und Source werden verbunden und mit dem Minuspol des Netzteils verbunden. Der gemessene Strom I DSS liegt beim J110 in der Regel zwischen 30 und 45 ma. Man sucht zwei Exemplare heraus, deren I DSS möglichst gleich ist. Bild 12 I DSS Messung beim FET Seite 13

14 Stückliste Pos Anzahl Name Wert Gehäuse/Bauteil 1 4 C1,C5,C6,C10 10µF 2,54_ELKO 2 4 C2,C4,C8,C9 100nF 2,54x5,08_RM2, C3 82pF SMD C7 150pF SMD C11,C12,C24,C26,C29,C30 10nF 2,54x5,08_RM2, C13,C16 1nF SMD C14 82pF 2,54x5,08_RM2, C15 120pF 2,54x5,08_RM2, C17,C25 27pF SMD C18,C35 33p Trimmer Kondensator 11 2 C19,C22 120pF SMD C20 10nF SMD C21 1pF SMD C23 22pF 2,54x5,08_RM2, C27,C28 1nF 3X7RM2, C31,C33 56pF 3X5RM2, C32 4,7nF 2,54x5,08_RM2, C34,C37 1nF 2,54x5,08_RM2, C36 100pF 2,54x5,08_RM2, D1,D2 1N4007GP DO IC1 LM317HVT TO K1, K2, K3 SMA SMA PCB-Buchse 23 1 K2 KLEMME2POL RM 5, K5 JUMPER2 RM 2, L1 100nH Luftspule 28 2 L2,L7 4,7uH Festinduktivität 29 1 L3 220nH Festinduktivität 30 1 L4 1uH SMD L5,L6 220nH Luftspule 32 2 L8,L10 10uH 4X7RM12, L9 Drossel 22µH 4X7RM12, L11 192nH Luftspule 35 1 L12 1µH Ringkern T M1 IE-500 Ringmischer SBL Q1 42MHz Quarz HC49/U 38 1 R1 240 Bauform R2 1,5K Bauform R3 180 Bauform R4,R22,R26 1K Bauform R5 680 SMD R6 470 Bauform R7 R_15K SMD R8,R16 56 Bauform 207 Seite 14

15 46 2 R9,R11 4,7K Bauform R10 39 SMD R12 33 SMD R13 1M Bauform R Bauform R15,R SMD R17 18 SMD R Bauform R Trimmpoti_3296W 55 1 R21 3,3K Bauform R23 27 Bauform R24 51 Bauform R25 15 Bauform R27,R28,R29 16 Bauform R30 51 Bauform R31 1K Bauform T1 BC550C TO T2 BFG135A SOT T3 BF199 TO T4,T6,T7 J310 TO T5 2N5109 TO Tr1,Tr2 TLT 1:1 Amidon BN Seite 15