Leiterplattendesign Für Schnelle Signale

Transkript

1 Leiterplattendesign Für Schnelle Signale Andy Kiser Technikumstrasse Horw 1

2 Aspekte Spektrum digitaler Signale Einzelnes Signal Laufzeit Reflexion Leitungsimpedanz Leitungsabschluss Mehrere Signale Abgestimmte Laufzeiten Übersprechen Bedeutung von Powerplanes Umsetzung in PCB Designtools Designregeln Konstruktion impedanzkontrollierter Leiterbahnen 2

3 Spektrum digitaler Signale Kritisch sind Signalflanken 9% Eigentliche Signalfrequenz ist unwichtig 1% t R Faustformel f max 1 2 t r Beispiel: Logikfamilie 74hcxxx t r = 7ns ==> f max = 71 MHz 3

4 Bedeutung des Frequenzpektrums Unverzerrte Signalübertragung Eine Leitung mit flacher Übertragungscharakteristik bis zur Frequenz f max leitet ein digitales Signal praktisch unverzerrt. Grenze der Verarbeitung Das Verhalten einer Schaltung oberhalb der Frequenz f max muss nicht berücksichtigt werden. Spektrum eines digitalen Zufalls-Signals, f clk =1Hz, t r =.1s f max 1 2 t r 4

5 Einzelne schnelle Signale 5

6 Signallaufzeit Konstanten Elektrische Feldkonstante ε = F /m Magnetische Feldkonstante µ = 4 π 1 7 H /m Ausbreitungsgeschwindigkeit im Vakuum Lichtgeschwindigkeit c 1 = = ε µ cm 3 ns Ausbreitung in beliebigem Medium c = ε ε r 1 µ µ r c = ε c r µ r 6

7 Signallaufzeit auf Leiterplatten (1) Materialeigenschaften Magnetisch: für Leiterplatten werden keine ferromagnetischen Materialien verwendet. µ r = 1 Elektrisch: als Dielektrikum (Isolation) werden in der Regel Kunstharze oder andere Kunststoffe verwendet ε r 4.5 Auf den Aussenlagen einer Leiterplatte verläuft ein teil der elektrischen Feldlinien durch die Luft (ε r =1). Effektiv wirkt dadurch ε r 3.3 (aussen) 7

8 Signallaufzeit auf Leiterplatten (2) Ausbreitungsgeschwindigkeit auf Leiterplatten c c = (c ε r :Lichtgeschwindigkeit) Auf Innenlagen c c = = cm ns Auf Aussenlagen c 15 cm = ns c c = cm ns Signale werden auf Aussenlagen schneller übertragen als auf Innenlagen 8

9 Reflexion: grundlegendes Modell Z = L C 9

10 Zeitlicher Ablauf der Reflexionen U R S Z U 1 U 1 15 cm/ns U 2 R S r 1 R = R S S + Z Z U 1 U 2 R L r 2 R = R L L + Z Z U 1 15 cm/ns U 2 1

11 Mögliche Signalform bei Reflexionen t R = t R =2 t PD U 2 (Last) t R =5 t PD t R =1 t PD 1. t R= U 1 (Quelle) 1 t R =2 t PD.5 t R =5 t PD tr=5 t PD Reflexionen führen zu Ü ber- oder Unterschwingen des Signals Reflexionen sind vernachlässigbar, wenn die Anstiegszeit des Signals grösser ist als die 5-fache Verzögerung der Leiterbahn. 11

12 Reflexion in der Praxis Quelle Last Reflektierter Puls mit korrektem Abschluss quellenseitig Anstieg des Ausgangssignals in zwei Stufen 12

13 Kritische Leitungslänge Bei kurzen Leitungen geht der Anteil der reflektierten wellen in der ansteigenden Flanke unter l krit = tr 5 c = tr 5 15 cm ns = t r 3 cm ns Bei Leiterbahnen, die länger sind als t r 3cm/ns, muss mit Reflexionen gerechnet werden. Beispiel: Logikfamilie 74hcxxx t r =7ns ==> l krit = 21 cm 13

14 Reflexionsgrad An der Last An der Quelle r 2 = U U 2r 2h = R R L L + Z Z r 1 = U U 1r 1h = R R S S + Z Z Keine Last (R L = ) R 2 = 1 rücklaufende Welle ist gleich gross wie hinlaufende Welle Kurzschluss (R L = ) R 2 = -1 rücklaufende Welle ist negativ zur hinlaufenden Welle Korrekter Abschluss (R L = Z ) R 2 = Es gibt keine rücklaufende Welle 14

15 Verhindern von Reflexionen Abstimmen der Impedanzen Quelle Last Übertragungsleitung Übliche Impedanzniveaus 5Ω weit verbreitet 75Ω Radio/Fernsehen 2Ω sehr schnelle Digitalsysteme (z.b. RAMBUS) R S Z U 1 R L U 2 Quelle Übertragung Last Digitale Quellen und Lasten Quellenwiderstände im Bereich 1Ω Eingänge sehr hochohmig 15

16 Abschluss (1) Quelle Quelle ist üblicherweise zu niederohmig Abschluss durch Hinzufügen eines Seriewiderstandes Keine elektrischen Nachteile Z = RS + R S1 R S R S1 Quelle 16

17 Abschluss (2) Last Last ist üblicherweise zu hochohmig Abschluss durch hinzufügen eines Parallelwiderstandes nach Masse oder VCC Nachteil: dauernder Stromfluss durch den Abschlusswiderstand Es existieren Schaltungen, die diesen Nachteil teilweise aufheben Z = RL RL1 R L1 R L Last 17

18 Abschluss (3) Leitungsimpedanz Die Leitungsimpedanz wird nur durch die Geometrie der Leitung und das umgebende Dielektrikum bestimmt Z Folgende Parameter beeinflussen die Impedanz: Breite und Höhe der Signalleiterbahn Abstand des Leiters zu den nächstgelegenen Poweroder Groundplanes ε r des Materials, das den Leiter umgibt. 18

19 Abschlüsse in der Praxis Oft wird nur die Quelle abgeschlossen Das Signal wird an der Last reflektiert Die rücklaufende Welle wird an der Quelle ausgelöscht Funktioniert gut bei Punkt-zu-Punkt Verbindungen Schaltungen, die das Signal vor dem Leitungsende abgreifen, sehen die Signalflanke aufgeteilt in zwei Schritte 19

20 Microstrip Signalleitung über einer Groundoder Powerplane w Für.1 < w/h < 2., 1 < ε r < 15 und oberhalb der Leiterbahn Luft h t ε R Z ε 87Ω r h ln.8 w + t ground or power plane Beispiel: h=.4mm, w=.7mm, t=.35mm, ε r =4.5 Z = 5Ω 2

21 Stripline Signalleitung zwischen zwei Ground- oder Powerplanes Für w/b <.35 und t/b <.25 w Z 6Ω ε r 1.9 b ln.8 w + t b t ε R ground or power planes Beispiel: b=.8mm, w=.28mm, t=.35mm, ε r =4.5 Z = 5Ω 21

22 Lagenaufbau mit Microstrip x- und y-verbindungen in der Nähe derselben Plane führen Y-routing (Microstrip) Falls dies nicht möglich ist, müssen in der Nähe von Vias Bypass-Kondensatoren zwischen den Planes gesetzt werden ε R ground or power plane X-routing (Microstrip) 22

23 Routen von schnellen Netzen Verzweigungen in impedanzkontrollierten Leitungen Abzweigungen führen durch die andere Gesamtimpedanz zu Reflexionen Kurze Abzweigungen (Stubs) Erzeugen auch Reflexionen. Durch die kurzen Laufzeiten können sich die Auswirkungen mit der Signalflanke vermischen Bauteilanschlüsse sind ebenfalls Stubs Einzelne Stubs bis 1mm Länge können meist toleriert werden Quelle Z Z Z Z /2 Schnelle Signale sollten ohne Abzweigungen geroutet werden 23

24 Verknüpfte schnelle Signale 24

25 Abgestimmte Laufzeiten Allgemein Setup- und Holdzeiten sind in schnellen Systemen knapp bemessen Routing-Verzögerungen wirken genauso wie die Laufzeiten der Logikgatter Clock-Leitungen Clocksignale müssen so verteilt werden, dass sie an verschiedenen Punkten zur selben zeit eintreffen Jeder Signalpfad muss gleich viele (und identische) Gatter beinhalten Die Signalverzögerung jedes Pfades muss gleich sein Jede Differenz in der Signallaufzeit verringert im gleichen Mass den zulässigen Clock-Jitter 25

26 Übersprechen Übersprechen entsteht durch Kopplung von zwei Signalleitungen Es werden drei Kopplungsarten unterschieden 1) galvanische Kopplung (durch ohmschen Widerstand) 2) kapazitive Kopplung 3) induktive Kopplung Galvanische und kapazitive Kopplung werden meist beachtet Induktive Kopplung wird oft vernachlässigt Bei schnellen digitalen Signalen stellt die induktive Kopplung das grösste Problem dar. 26

27 1) Galvanische Kopplung VCC R GND U 2 Galvanische Kopplung entsteht durch Strom in einem gemeinsamen Leiter Kann vermindert werden durch Aufteilen der gemeinsamen Leitung 27

28 2) Kapazitive Kopplung C w Kapazitive Kopplung entsteht dadurch, dass zwei parallele Leiter immer auch einen Plattenkondensator darstellen Kann vermindert werden durch grösseren Leiterabstand, und nur kurze parallele Leiterführung 28

29 3) Induktive Kopplung i GND-Rückleiter Induktive Kopplung entsteht durch überlappende Stromschleifen Stromschleifen müssen möglichst klein gehalten werden Im Gegensatz zur Regel Signalleitungen müssen kurz sein 29

30 Strompfad Strom fliesst nur in einem geschlossenen Stromkreis Dies gilt auch für digitale Signale! VCC VCC C in GND GND Übliche Regel: Signalpfad möglichst kurz halten Für schnelle Signale reicht dies nicht 3

31 Bypass-Kondensator VCC C in C bypass GND Speisestrom für die schnelle Flanke wird aus dem Bypass-Kondensator bezogen, nicht aus der Spannungsquelle Bypass-Kondensator verkleinert die Stromschleife 31

32 Strompfad ohne Groundplane i magnetisches Feld GND-Rückleiter Die beiden Stromschleifen sind magnetisch stark gekoppelt Dadurch entsteht starkes induktives Ü bersprechen, wie bei einem Transformator Bessere Lösung: GND-Leiter entlang der Signalleitung zurückführen 32

33 Strompfad mit Groundplane DC-Rückstrom folgt dem Weg des geringsten ohmschen Widerstandes Hochfrequenter Rückstrom folgt dem Weg der geringsten Induktivität 33

34 Strompfad mit Groundplane: Beispiel R trace 3mm w 4mm 35µm 2µm X L R plane 5µm Der Rückstrom folgt dem Pfad der kleinsten Induktivität Rückstrom auf direktem Weg R trace R plane L = 25 mω =.9 mω = 18 nh 11 Rückstrom unter dem Leiter auf 1mm Breite R trace R plane L = 25 mω = 5 mω = 6 nh 4 34

35 Schlitz in der Groundplane Einschnitt in Ground-Plane Schlitz zwingt den Rückstrom, eine grössere Schleife zu bilden Das induktive Ü bersprechen wird dadurch stark erhöht Schlitze können durch zu grosse Pins / Vias gebildet werden 35

36 Bedeutung der Groundplane Erst eine Plane ermöglicht Leiterbahnen mit kontrollierter Impedanz Galvanische Kopplung über die Speisung wird stark reduziert (Geringer ohmscher Widerstand) Kapazitive Kopplung wird reduziert Induktive Kopplung wird sehr stark reduziert (Kleinere Sromschleifen) Eine Groundplane bringt eine Verbesserung der Signalqualität um Faktoren 36

37 Literatur Prentice Hall ISBN: Mehr Infos 37

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