Der Verstärker SPT-70 nach Menno van der Veen.

Transkript

1 Der Verstärker SPT-70 nach Menno van der Veen. Von Henry Westphal, im Sinne einer Zusammenfassung der gemeinsam mit Pierre Nottrodt und Lukas Holzapfel erzielten Arbeitsergebnisse. Seite 5-1

2 DER VERSTÄRKER SPT-70 NACH MENNO VAN DER VEEN... 1 DIE IDEE DIE ANALYSE DER ORIGINALSCHALTUNG... 5 DIE EINGANGSSTUFE...5 DIE PHASENUNKEHRSTUFE...10 DIE TREIBERSTUFE...13 DIE KATHODENFOLGERSTUFE...19 DIE ENDSTUFE...22 BETRACHTUNG DER GESAMTVERSTÄRKUNG:...33 DER ENTWURF DES NETZTEILS DIE ÜBERSICHT...34 DIE ZUSAMMENSTELLUNG DER ANFORDERUNGEN AN DAS NETZTEIL...34 UNSTABILISIERTE VERSORGUNG +450V ENDSTUFE...35 DIE STABILISIERTE VERSORGUNG FÜR DIE GITTERVORSPANNUNG 60V...37 STABILISIERTE VERSORGUNG +450V FÜR VORSTUFEN...39 DIE STABILISIERTE VERSORGUNG FÜR DIE DC-HEIZUNG 6,3V...42 DER HEIZKREIS FÜR DIE KATHODENFOLGERSTUFE...43 DIE SPEZIFIKATION DES NETZTRAFOS...43 DIE REALISIERUNG DIE INBETRIEBNAHME: DIE INBETRIEBNAHME DER NETZTEILE...46 DIE INBETRIEBNAHME DER VERSTÄRKERBOARDS...46 Beseitigung elementarer Fehler: DC-Arbeitspunkte: Verstärkungsfaktoren: Weitere Messwerte: Der Frequenzgang: Das Klirrverhalten: Weitere Beobachtungen DER HÖREINDRUCK...57 Seite 5-2

3 Die Idee. Das Konzept des SPT-70, der in dem Buch High-End-Röhrenverstärker des bekannten Autors Menoo van der Veen beschrieben ist, insofern ungewöhnlich, dass dieser Verstärker zwei lokale Gegenkopplungspfade in der Endstufe besitzt, dafür aber ansonsten vollständig ohne Gegenkopplungspfade arbeitet. Die Endstufe ist in der Super-Trioden -Schaltung aufgebaut. Hierbei werden die Endröhren sowohl über das Schirmgitter (wie bei der bekannten Ultralinear-Schaltung) als auch über die kathodenseitige Wicklung des Ausgangsübertragers lokal gegengekoppelt. Kathodenfolger +VS Eingang V5B E88CC 7 Eingangsstufe +IS 8 6 Differenzverstärker Inverter- Stufe G=1 +IS V4A E88CC V4B E88CC VS R125 51K 3W R127 51K 3W -60V V3A E88CC 1 CW CW 1 5 Endstufe 8 3 Gegenkopplung Gegenkopplung 8 V1A 6550 Gegenkopplung 4 +ES VDV4070-CFB VS V3B E88CC Gegenkopplung 4 1 CW V5A E88CC V2A 6550 Das Prinzipschaltbild des SPT-70 Da Vorstufen aufgund der nicht vorhandenen Über-Alles-Gegenkopplung keine Verstärkungsreserve aufbauen müssen, sind diese Stufen mit vergelichsweise geringer Verstärkung und damit verzerrungsarm ausgelegt. Die Phasensplitterstufe arbeitet mit einer stark gegengekoppelten Inverterstufe. Seite 5-3

4 Die Treiberstufe ist als Differenzverstärkerstufe ausgeführt. Zwischen der Treiberstufe und der Endstufe sind Kathodenfolger geschaltet, um die Millerkapazität der Endstufe niederohmig anzusteuern. Seite 5-4

5 Die Analyse der Originalschaltung Die Eingangsstufe Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung der Eingangsstufe: +100V R104 10K J101 MF2 1 2 C101 1uF 100V R101 1K R K R103 2K2 C pF V5B E88CC R R Die Schaltung der Eingangsstufe Seite 5-5

6 Zunächst wird der Arbeitspunkt der Stufe bestimmt. Die folgenden Punkte legen die Arbeitsgerade (orange) fest: - Leerlauf: 100V/0mA - Kurzschluss: 0V / (100V/10kOhm) = 0V / 10mA Die folgenden Punkte legen die Gittergerade (blau) fest: - Schnittpunkt mit der Kurve Ug = -1V: 1V / 270 Ohm = 3,7mA - Schnittpunkt mit der Kurve Ug = -2V: 2V/270 Ohm = 7,4mA Auszug Datenblatt TELEFUNKEN E88CC / 6922 Der Arbeitspunkt ist auf dem Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Gittergeraden. Man erkennt einen Ruhestrom von 4,75mA. Das Potential der Kathode ist dann: 4,75mA * 270 Ohm = 1,28V. Das Potential der Anode ist dann: 100V 4,75mA * 10kOhm = 52,5V Van der Veen gibt für das Anodenpotential 60V an. Seite 5-6

7 Aus dem Datenblatt können nun der Innenwiderstand Rp und der Verstärkungsfaktor µ abgelesen werden, wenn auch nur für eine deutlich höhere Anodenspannung von 90V, die tatsächlichen Werte werden also etwas abweichen. Auszug Datenblatt TELEFUNKEN E88CC / 6922 Man erkennt einen Verstärkungsfaktor µ von ca. 31 und einen Innenwiderstand Rp von ca. 4,4kOhm. Der äußere Widerstand der Stufe ist die Parallelschaltung des Anodenwiderstands R104 (10kOhm) mit dem Eingangswiderstand der Folgestufe von 39kOhm. Dies entspricht 7,96kOhm. Seite 5-7

8 Wenn der Kathodenwiderstand kapazitiv überbrückt wäre, dann ergäbe sich die folgende Verstärkung: V = -µ * Ra / (Ra + Rp) = 31 * 7,96 / (7,96 + 4,4) = -20. Es muss jedoch die gegenkoppelnde Wirkung des Kathodenwiderstandes betrachtet werden. Hierzu wird die entsprechende Formel aus Kuehnel, Guitar Preamps, Seite 98 angewendet: V = -µ * Ra / (Ra + Rp + (µ + 1) Rk) Um die Formel besser verständlich zu machen, wird der Nenner ausmultipliziert: V = -µ * Ra / (Ra + Rp + Rk +µ * Rk) Der grün unterlegte Term drückt aus, dass der Kathodenwiderstand dem Innenwiderstand Rp wechselstrommäßig in Serie liegt. Der blau unterlegte Term drückt aus, dass die sich am Kathodenwiderstand durch die verstärkende Wirkung der Röhre aufbauende Signalspannung proportional zum Kathodenwiderstand und zum Verstärkungsfaktor µ ist. Wir erhalten die folgende Verstärkung: (alle Widerstandswerte sind in kohm angegeben) V = -31 * 7,96 / (7,96 + 4,4 + (31 + 1) *0,27) = -11,8 Van der Veen gibt -10 an. Seite 5-8

9 Es soll nun das Frequenzverhalten der Eingangsstufe betrachtet werden. Hierzu wird die Millerkapazität in das Schaltbild der Stufe eingetragen. Für die Kapazität zwischen Anode und Gitter der E88CC wurde aus dem Datenblatt 1,4pF abgelesen. Für die Streu- und Schaltkapazitäten wird 1,6pF angenommen. Damit ergibt sich eine Summe von 3pF. Die tatsächlich wirksame Kapazität ist das Produkt der vorhandenen Kapazität mit der Verstärkung der Stufe, diese ist 11,8, so dass wir 11,8 * 3pF = 35,4pF erhalten. C wirksam = 35,4pF +100V R104 10K J101 MF2 1 2 C101 1uF 100V R101 1K R K R103 2K2 C pF C streu 1,6pF Cga int 1,4pF V5B E88CC V = -11,8 R R Die Eingangsstufe mit eingezeichneter Millerkapazität Es folgt eine Grenzfrequenz von 1 / (2pi * 2,2kOhm {R103} * 35,4pF) = 2,0MHz Es werden noch die Vorfilter im Eingangskreis betrachtet: - Die Grenzfrequenz aus R101 und C102 ist 1,6MHz - Die Grenzfrequenz aus C101 und R102 ist 1,6Hz Gemäß den bereits mit dem Verstärker MC-60 gemachten Erfahrungen sowie gemäß den Hinweisen von Van der Veen dürfte es bezüglich der Minimierung von Verzerrungen durch Arbeitspunktverschiebung vorteilhaft sein, C101 kurzzuschließen. Seite 5-9

10 Die Phasenunkehrstufe Die folgende Skizze zeigt die Eingangs- und die Phasenumkehrstufe. Beide Stufen geben im Zusammenwirken ein zwei betragsgleiche und komplementäre Ausgangssignale ab. +100V R104 10K J101 MF2 1 2 C101 1uF 100V R101 1K R K R103 2K2 C pF V5B E88CC V C105 NB R113 NB R R R111 39K R112 47K R110 10K C104 0,22uF 250V R K V5A E88CC R R R R 1 CW P107 1K Die Eingangsstufe und die Phasenumkehrstufe Die Gleichheit der Anodenwiderstände R110 und R104 folgt aus der notwendigen Gleichheit der DC-Anodenpotentiale. Die exakte Gleichheit der Arbeitspunkte der Eingangs- und der Phasenumkehrstufe wird durch den Abgleich des insgesamt wirksamen Kathodenwiderstands der Phasenumkehrstufe mit P107 vorgenommen. Wäre R111 kurzgeschlossen und wäre R112 nicht vorhanden, dann wäre die Verstärkung der Phasenumkehrstufe 11,8, entsprechend der Eingangsstufe. Seite 5-10

11 Mit R111 und R112 wird die Stufe jedoch gegengekoppelt. Man kann dies mit dem folgenden Ersatzschaltbild darstellen: Eingang R111 39K R112 47K C104 0,22uF 250V V= -11,8 Ausgang R K Ersatzschaltbild für die Phasenumkehrstufe, Schritt 1 Im interessierenden Frequenzbereich ist der Blindwiderstand von C104 sehr klein gegenüber dem Widerstand R104. Daher kann man den Hochpass im Sinne einer weiteren Vereinfachung des Ersatzschaltbildes durch eine direkte Verbindung ersetzen: Eingang R111 39K R112 47K V= -11,8 Ausgang Ersatzschaltbild für die Phasenumkehrstufe, Schritt 2 Man erkennt sofort die Struktur der bekannten Schaltung eines invertierenden Verstärkers mit einem Operationsverstärker wieder. Der Gegenkopplungsfaktor fb ist: 39 / 47 = 0,83. Die Verstärkung der Stufe ist: V = V leer / ( Vleer * fb + 1) V = -11,8 / (11,8 * 0,83 + 1) = -1,093. Man erhält mit sehr guter Übereinstimmung praktisch den erwarteten Wert 1. Mit C105 und R113 kann eine Frequenzkompensation der Schaltung vorgenommen werden, wenn man sie, was hier nicht beabsichtigt ist, mit Über-Alles-Gegenkopplung betreiben will. Seite 5-11

12 Die Versorgungsspannung von +100V für die Eingangs- und für die Phasenumkehrstufe wird mit der Zenerdiode D101 stabilisiert: +450V_VS R130 33K V D101 1N4764 (100V 1W) C uF 150V C108 0,22uF 250V Die Stromaufnahme der Eingangs- und der Treiberstufe ist jeweils 4,75mA. Der Strom durch R130 ist: (450V 100V) / 33kOhm = 10,6mA Damit ergibt sich folgender Strom durch die Zenerdiode: 10,6mA - 2 * 4,75mA = 1,1mA. Da die +450V-Spannung bereits stabilisiert ist, ist diese ansonsten knappe Auslegung an dieser Stelle gut möglich. Die Verlustleistung der Zenerdiode im dem Fall, dass V5 nicht geheizt wird oder nicht vorhanden ist, ist 100V * 10,6mA = 1,06W. Dies entspricht praktisch der Nennleistung der Zenerdiode. Dies würde zunächst den Einsatz einer Zenerdiode mit höherer Verlustleistung, etwa des 3W-Typen BZT03-C100 nahelegen. Die verwendete 1N4764 hat jedoch eine deutlich bessere Stabilisierungswirkung im relevanten Strombereich, so dass die recht knappe Auslegung für den Fehlerfall in Kauf genommen wurde. C103 und C108 glätten das an der Zenerdiode entstehende Rauschen. Seite 5-12

13 Die Treiberstufe Die folgende Skizze zeigt die Treiberstufe. R R V4B E88CC 7 R115 10K 1W 8 6 R118 51K 3W R122 47K 3W +450V_VS P123 50K R116 12K 1W 1 3 CW R R 2 R120 51K 3W R124 47K 3W V4A E88CC 1 Die Treiberstufe Diese Stufe ist als Differenzverstärker aufgebaut. Aufgrund der Symmetrie der Schaltung kann sie zur Arbeitspunktbestimmung in zwei gleichartige Teilschaltungen zerlegt werden. Seite 5-13

14 Im ersten Schritt werden hierzu die in der Schaltung wirksamen Widerstände zusammengefasst, hierzu wird angenommen, dass sich P123 in der Mittelstellung befindet. R114 und R117 werden aus der Schaltung herausgenommen, da diese keinen Einfluss auf den Arbeitspunkt haben. Diese Widerstände dienen in Verbindung mit der Miller-Kapazität der Stufe als Tiefpassfilter zur Vermeidung von hochfrequenten Oszillationen. V4B E88CC K5 5K V_VS K5 V4A E88CC 1 Die Treiberstufe mit zusammengefassten Widerstandswerten und Weglassung der Gitterwiderstände Seite 5-14

15 Nun kann im folgenden Schritt die Zerlegung in zwei Teilschaltungen vorgenommen werden: V4B E88CC 7 5K45 * 2 = 10K V_VS 29K5 5K45 * 2 = 10K V_VS K5 V4A E88CC 1 Zerlegung der vereinfachten Schaltung der Treiberstufe in zwei voneinander unabhängige Teilschaltungen Seite 5-15

16 Im nun folgenden Schritt wird eine Teilschaltung betrachtet. Die Elemente der Teilschaltung werden übersichtlich angeordnet und es wird das von der ansteuernden Stufe abgegebene Gleichpotential als Spannungsquelle gezeichnet. +450V_VS 29K V V4B E88CC K91 Ersatzschaltung zur Ermittlung des Arbeitspunktes Der Arbeitspunkt wird mit Hilfe des auf der Folgeseite dargestellten Kennlinienfeldes iterativ ermittelt: Es wird zunächst angenommen, die Gitterspannung sei 3V. - Dann ist das Potential der Kathode 55V + 3V = 58V - Dann fließt ein Strom von 58V / 10,91kOhm = 5,32mA durch die Röhre - Dann ergibt sich ein Anodenpotential von 450V 5,32mA * 29,5kOhm = 293V - Dann liegt zwischen Anode und Kathode eine Spannung von 293V 58V = 235V an. Man erkennt, dass der Strom durch die Röhre bei einer Gitterspannung von 3V und einer Anodenspannung von 235V deutlich höher als 5,32mA sein muss, die tatsächliche Gitterspannung muss also höher sein. Es wird nun angenommen, die Gitterspannung sei 5V. - Dann ist das Potential der Kathode 55V + 5V = 60V - Dann fließt ein Strom von 60V / 10,91kOhm = 5,5mA durch die Röhre - Dann ergibt sich ein Anodenpotential von 450V 5,5mA * 29,5kOhm = 288V - Dann liegt zwischen Anode und Kathode eine Spannung von 288V 60V = 228V an. Man erkennt, dass die Gitterspannung immer noch als zu niedrig angenommen wurde. Seite 5-16

17 Es wird nun angenommen, die Gitterspannung sei 7V. - Dann ist das Potential der Kathode 55V + 7V = 62V - Dann fließt ein Strom von 62V / 10,91kOhm = 5,7mA durch die Röhre - Dann ergibt sich ein Anodenpotential von 450V 5,7mA * 29,5kOhm = 282V - Dann liegt zwischen Anode und Kathode eine Spannung von 282V 62V = 220V an. Diese Verhältnisse sind mit orangefarbenen Linien in das Kennlinienfeld eingetragen. Auszug Datenblatt TELEFUNKEN E88CC / 6922 Man erkennt, dass es im Rahmen der hier benötigten Genauigkeit sinnvoll ist, zu interpolieren und eine Gitterspannung von 6,5V anzunehmen. Es ergibt sich dann ein Kathodenpotential von 55V + 6,5V = 61,5V, Van der Veen gibt 64V an. Man erhält dann einen Strom von (61,5V) / 10,91kOhm = 5,64mA durch die Röhre. Van der Veen gibt 5,87mA an. Mit 5,64mA ergibt sich ein Anodenpotential von 450V 5,64mA * 29,5kOhm = 284V. Van er Veen gibt 277V an. Die Anodenspannung ist dann 284V 61,5V = 222,5V. Seite 5-17

18 Zum Ablesen von Verstärkungsfaktor µ und Innenwiderstand Rp wird das Diagramm aus dem Datenblatt für eine Anodenspannung von 150V verwendet. Die tatsächlichen Werte werden also von den hier abgelesenen Werten etwas abweichen. Auszug Datenblatt TELEFUNKEN E88CC / 6922 Man erkennt einen Verstärkungsfaktor µ von 29,5 und einen Innenwiderstand Rp von 4,7kOhm. Für die nun folgende Bestimmung der Verstärkung (der real existierenden Differenzverstärkerstufe) kann der Kathodenwiderstand als überbrückt gelten, denn bedingt durch die Symmetrie der Differenzverstärkerstufe bleibt das Kathodenpotential (im idealisierten Fall) stets konstant, so dass sich durch den Kathodenwiderstand keine gegenkoppelnde Wirkung ergibt. Der äußere Widerstand der Stufe ist der wirksame Anodenwiderstand von 29,5kOhm, der Eingangswiderstand der Folgestufe ist vernachlässigbar hoch. Die Verstärkung ist: - 29,5 * 29,5 / (29,5 + 4,7) = -25,4 Seite 5-18

19 Diese Verstärkung ist sowohl von der Anode der Eingangsstufe (V5/6) zum Gitter der oberen Kathodenfolgerstufe (V3/2) als auch von der Anode der Phasendreherstufe (V5/1) zum Gitter der unteren Kathodenfolgerstufe (V3/7) wirksam. Mit P123 kann die Symmetrie des Ausgangssignals der Stufe eingestellt werden. Die Aufteilung des Kathodenwiderstandes und der Anodenwiderstände in mehrere Teilwiderstände wurde, entsprechend Van der Veen, aus Gründen der Verlustleistung vorgenommen. Die Kathodenfolgerstufe Die folgende Skizze zeigt die Kathodenfolgerstufe, die zur niederohmigen Ansteuerung der Endröhren vorgesehen ist: +450V_VS V3A E88CC R125 51K 3W R127 51K 3W 8 7 V3B E88CC V_VS Die Kathodenfolgerstufe Seite 5-19

20 Es soll zunächst der Arbeitspunkt der Stufe bestimmt werden. Hierzu wird in der folgenden Skizze das von der vorhergehenden Stufe abgegebene Gleichpotential als Spannungsquelle dargestellt. +450V_VS V V3A E88CC R125 51K 3W Ersatzschaltung der Kathodenfolgerstufe zur Bestimmung des Arbeitspunkts Es wird zunächst eine Gitterspannung von 5V angenommen. Damit ergibt sich ein Kathodenpotential von 284V + 5V = 289V. Es fließt ein Strom von 289V / 51kOhm = 5,67mA durch die Röhre. Die Anodenspannung ist 450V 289V = 161V. Seite 5-20

21 Damit kann mit hinreichend guter Näherung das folgende Diagramm aus dem Datenblatt der E88CC verwendet werden, das sich auf eine Anodenspannung von 150V bezieht: Auszug Datenblatt TELEFUNKEN E88CC / 6922 Man erkennt, dass die tatsächliche Gitterspannung ein wenig über 4V liegen wird. Damit ergibt sich ein Kathodenpotential von 284V + 4V = 288V. Van der Veen gibt ebenfalls 4V für die Gitterspannung an. Die Verstärkung der Stufe ist, wie bei allen Kathodenfolgerstufen bei vergleichbarem mü, näherungsweise 0,95. Seite 5-21

22 Die Endstufe Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung der Endstufe: VDV4070-CFB 1_ANODE C uF 630V P140 50K -60V 1 CW R K R132 1K V1A R R 1W R134 10R 1% 2W 1_CFB_HI 1_CFB_LO 2_CFB_LO 1_UL_TAP +450V_ES Ausserhalb der Leiterplatte Z = 5 Ohm P141 50K CW 1 R135 10R 1% 2W 2_CFB_HI 8 R K 5 C uF 630V R137 1K V2A _UL_TAP R R 1W 3 2_ANODE Die Schaltung der Endstufe Zunächst wird die Schaltung der Endstufe qualitativ beschrieben. Seite 5-22

23 Hierzu wird die Schaltung im ersten Schritt in dem Sinne vereinfacht, dass unter Anderem alle lokalen Gegenkopplungspfade entfernt werden. 1_ANODE C uF 630V P140 50K -60V 1 CW R K V1A R R 1W +450V_ES +450V_ES Ausserhalb der Leiterplatte Z = 5 Ohm P141 50K CW 1 8 R K 5 C uF 630V V2A R R 1W +450V_ES 3 2_ANODE Die Endstufe, in stark vereinfachter Darstellung ohne lokale Gegenkopplungspfade Beide Endröhren werden mit betragsgleichen, aber komplementären Signalen angesteuert. Mit P140 und P141 wird die negative Gittervorspannung eingestellt. Die Endröhren arbeiten nun als Pentoden, da ihr Schirmgitter auf konstantem Potential liegt. Seite 5-23

24 Damit ist zeigen die Endröhren das folgende Verhalten: Auszug Datenblatt 6550 General Electric 1972 Man erkennt (am flachen Verlauf der Kurven für den Anodenstrom) einen sehr hohen Innenwiderstand und weiterhin ein nicht lineares Verhalten im unteren Aussteuerbereich. Seite 5-24

25 Eine Möglichkeit, durch lokale Gegenkopplung den Innenwiderstand zu verringern und die Kennlinie etwas zu linearisieren wäre es, die Endröhren als Triode zu beschalten, indem das Schirmgitter mit der Anode verbunden wird. Dies ist in der folgenden Abbildung dargestellt: 1_ANODE C uF 630V -60V P140 50K 1 CW R K V1A R R 1W +450V_ES Ausserhalb der Leiterplatte Z = 5 Ohm P141 50K CW 1 8 R K 5 C uF 630V V2A R R 1W 3 2_ANODE Die Endstufe, in stark vereinfachter Darstellung mit lokaler Gegenkopplung durch Triodenschaltung Seite 5-25

26 In diesem Fall erhält man das folgende Kennlinienfeld: Auszug Datenblatt 6550 General Electric 1972 Man erkennt eine deutliche Reduktion des Innenwiderstandes und eine bessere Linearität der Kennlinien. Seite 5-26

27 Die besten Ergebnisse erhält man jedoch, wenn man nicht die volle Anodenwechselspannung, sondern nur einen Bruchteil davon, zur lokalen Gegenkopplung verwendet. In der beschriebenen Schaltung werden 33% der Anodenwechselspannung zur Schirmgitter-Gegenkopplung verwendet, diese Schaltung wird auch als Ultralinearschaltung bezeichnet. Sie ist in der folgenden Abbildung dargestellt: 1_ANODE VDV4070-CFB C uF 630V P140 50K -60V 1 CW R K V1A R R 1W 1_UL_TAP 33% +450V_ES Ausserhalb der Leiterplatte Z = 5 Ohm P141 50K CW 1 8 R K 5 33% C uF 630V V2A R R 1W 2_UL_TAP 3 2_ANODE Die Endstufe, in stark vereinfachter Darstellung mit lokaler Gegenkopplung durch Ultralinearschaltung Seite 5-27

28 Man erhält das folgende Kennlinienfeld: Auszug Datenblatt 6550 General Electric 1972 Die verbesserte Linearisierung der Kennlinien ist gut zu erkennen. Seite 5-28

29 Eine weitere Linearisierung und eine weitere Verringerung des Innenwiderstandes erhält man durch eine zweite lokale Gegenkopplungsschleife, bei der ein Teil der Anodenwechselspannung (hier 7,1%) über zwei separate Wicklungen des Ausgangsübertragers an die Kathoden der Endröhren rückgeführt werden. Die rückgeführte Spannung liegt in Phase mit der gitterseitigen Ansteuerspannung und wirkt dieser somit entgegen. Diese Schaltung wird auch als Super-Trioden-Schaltung bezeichnet. Die folgende Abbildung zeigt diese Schaltung: 1_ANODE VDV4070-CFB C uF 630V -60V P140 50K 1 CW R K V1A R R 1W 1_CFB_HI 1_CFB_LO 2_CFB_LO 1_UL_TAP 33% 7,1% +450V_ES Ausserhalb der Leiterplatte Z = 5 Ohm P141 50K 2_CFB_HI 7,1% CW 1 8 R K 5 33% C uF 630V V2A R R 1W 2_UL_TAP 3 2_ANODE Die Endstufe, in vereinfachter Darstellung mit lokaler Gegenkopplung durch Ultralinearschaltung und Kathoden-Feedback Seite 5-29

30 Im letzten Schritt werden noch die Gitter-Serienwiderstände hinzugefügt, die in Verbindung mit der Millerkapazität der Endröhren hochfrequente Oszillationen vermeiden. Weiterhin werden in den Kathodenleitungen Widerstände eingefügt, um eine Messung des Biasstroms zu ermöglichen. Die Widerstände in Serie mit den Schirmgitteranschlüssen verhindern eine mögliche Überlastung des Schirmgitters und blocken mögliche hochfrequente Oszillationen. Die folgende Abbildung zeigt noch einmal die vollständige Schaltung der Endstufe: 1_ANODE VDV4070-CFB C uF 630V P140 50K -60V 1 CW R K R132 1K V1A R R 1W R134 10R 1% 2W 1_CFB_HI 1_CFB_LO 2_CFB_LO 1_UL_TAP +450V_ES Ausserhalb der Leiterplatte Z = 5 Ohm P141 50K CW 1 R135 10R 1% 2W 2_CFB_HI 8 R K 5 C uF 630V R137 1K V2A _UL_TAP R R 1W 3 2_ANODE Die Endstufe in vollständiger Darstellung Zur quantitativen Analyse der Endstufe wird noch einmal in der soeben durchgeführten Schrittfolge zur Ultralinearschaltung ohne Kathodenfeedback zurückgegangen. Für diese Schaltung existiert eine Kennlinie im Datenblatt, was für die Super-Triodenschaltung nicht der Fall ist. Es wird daher zunächst die Ultralinearschaltung anhand der verfügbaren Kennline betrachtet und dann zu einem späteren Zeitpunkt der Kathoden-Feedback hinzugenommen. Für die folgende Betrachtung wird vereinfachend ein reiner Class-B-Betrieb angenommen. Zunächst wird der anodenseitig wirksame Widerstand im Class-B-Betrieb bestimmt. Seite 5-30

31 Die Impedanz der gesamten Primärwicklung bei einer sekundärseitig angeschlossenen Impedanz von 5 Ohm wird mit 4kOhm angegeben. Da beim Class-B-Betrieb jeweils eine Hälfte der Primärwicklung nicht stromdurchflossen ist, ist für die stromdurchflossene Wicklung das halbe Übersetzungsverhältnis (in Bezug auf die gesamte Primärwicklung) wirksam, womit ¼ der Impedanz von 4kOhm, das ist 1kOhm, wirksam ist. Weiterhin wird, entsprechend den Empfehlungen von Van der Veen und den Erfahrungen mit dem MC-60, ein Ruhestrom der Endröhren von 80mA vorgesehen. Die Versorgungsspannung der Endstufe ist 450V Der sich hieraus ergebende DC-Arbeitspunkt ist mit orangefarbenen Geraden in das im Folgenden dargestellte Kennlinienfeld eingetragen. Durch den DC-Arbeitspunkt wird nun die AC-Arbeitsgeraden (blau) mit einer Steigung von 1kOhm (hier 45 )gelegt. Auszug Datenblatt 6550 General Electric 1972 Man erkennt eine Aussteuerungsgrenze (rot) bei ca. 145V über der Röhre. Das entspricht einer Anodenwechselspannung von 450V 145V = 305Vp = 216V eff. Das Übersetzungsverhältnis zur Sekundärseite ist: Wurzel ( 1kOhm / 5 Ohm) = 14,14. Man erhält sekundärseitig somit eine Wechselspannung von 216V / 14,14 = 15,3V eff. Dies entspricht einer Leistung von 46,7W an 5 Ohm. Seite 5-31

32 Die Verstärkung vom Gitter zur Anode der Endröhre kann ebenso aus dem obenstehenden Diagramm abgelesen werden. Für eine Variation der Gitterspannung zwischen (interpoliert, am Arbeitspunkt) 47V und 0V erhält man eine Variation der Anodenspannung von 305V. Die Verstärkung ist somit 305 / 47 = 6,5 Nun kann der kathodenseitige Gegenkopplungspfad in die Betrachtung hinzugenommen werden. Die Windungszahl der Kathodenwicklungen ist das 0,071-fache der Anodenwicklungen. Man kann die Stufe damit wie folgt modellieren: Ultralinear-Stufe Eingang + V= -6,5 Ausgang V = 0,071 Kathoden-Feedback Modellierung des Kathoden-Feedbacks Man erhält eine resultierende Verstärkung von: V = Vleer / (V leer * fb + 1) V = 6,5 / (6,5 * 0, ) = 4,45 Seite 5-32

33 Betrachtung der Gesamtverstärkung: Man erhält die folgende Gesamtverstärkung : Eingangsstufe: 11,8 Phasendreherstufe: 1 Treiberstufe: 25,4 Kathodenfolgerstufe: 0,95 Endstufe: 4,45 Ausgangsübertrager 0,0707 Produkt: 89,5 Es stellt sich die Frage, ob diese Verstärkung für den Betrieb mit üblichen CD-Playern zu hoch ist. Seite 5-33

34 Der Entwurf des Netzteils Die Übersicht Anstelle der Verwendung des Original-Netzteils des SPT-70 von Van der Veen wurde ein Netzteil auf der Basis von bereits im Rahmen der LV Mixed Signal Baugruppen erprobten Schaltungen aufgebaut. Diese Schaltungen wurden für die Verwendung im SPT-70 leicht modifiziert. Es wurde entschieden, zwei identische Netzteile für 2 Kanäle aufzubauen, um Erdschleifen zu vermeiden, da im CD-Player unausweichlich die Massen beider Kanäle miteinander verbunden sind. Die Zusammenstellung der Anforderungen an das Netzteil Dem Netzteil werden die folgenden Ströme entnommen: Spannung +450V_VS stabilisiert : D101: 1,1mA V5A: 4,75mA V5B: 4,75mA V4A: 5,6mA V4B: 5,6mA V3A: 5,8mA V3B: 5,8mA Summe: 33,4mA Spannung +450V_ES nicht stabilisiert: Dem Kennlinienfeld der Endstufe kann ein maximal auftretender Spitzenstrom von knapp über 400mA entnommen werden. Wenn ein sinusförmiger Verlauf angenommen wird, dann entspricht der aus der Versorgung entnommene mittlere Strom dem Gleichrichtmittelwert von 1 / pi = 0,6366 mal dem Scheitelwert, das wäre dann 254mA. Die Versorgung wird auf 300mA ausgelegt. Spannung UG 60V stabilisiert: Die Spannung ist mit 2 x 100kOhm parallel belastet, das entspricht einem Strom von 2 * 0,6mA = 1,2mA. Heizung Endröhren 6,3V AC, auf GND-Potential: Es werden zwei Röhren 6550 mit einem Strom von je 1,6A geheizt womit sich ein Gesamtstrom von 3,2A ergibt. Seite 5-34

35 Heizung Kathodenfolgerstufe 6,3V AC, auf Potential ca. +300V: Es wird eine Röhre E88CC mit einem Strom von 300mA geheizt. Heizung Eingangsstufen, 6,3V DC, auf GND-Potential: Es werden zwei Röhren E88CC mit einem Strom von je 300mA geheizt, womit sich ein Gesamtstrom von 600mA ergibt. Unstabilisierte Versorgung +450V Endstufe Die folgende Abbildung zeigt die Schaltung für die unstabilisierte Versorgung der Endstufe: SEC_340_1 Trafo-Sekundärwicklung 340V F2001 1AT C2001 1n 3kV D2001 DHG20I1200PA D2003 DHG20I1200PA C2003 1n 3kV R R 12W HAMMOND 193M 10H 300mA 63 Ohm Siebdrossel 10H J V_ES SEC_340_2 C2002 1n 3kV 3 1 D2002 DHG20I1200PA 3 1 C2004 1n 3kV D2004 DHG20I1200PA + C uF/400V + C uF/400V R K 2W R K 2W + C uF/400V + C uF/400V + C uF/400V + C uF/400V R K 2W R K 2W R2006 PR02 470K DS2001 LAMP NEON Die unstabilisierte Versorgung der Endstufe Es handelt sich hier um die allgemein übliche Standardschaltung. D2001 bis D2004 bilden einen Brückengleichrichter, C2001 bis C2004 verhindern hochfrequente Ausschwingvorgänge beim Übergang der Dioden in den Sperrzustand. R2001 begrenzt den Ladestrom in den mit der Serienschaltung von C2007 und C2008 gebildeten Ladekondensator. R2002 und R2003 sorgen für eine gleichmäßige Aufteilung der Spannung zwischen C2007 und C2008 und stellen einen Entladepfad für C2007 und C2008 bereit. Über den Steckverbinder J2003 wird die Siebdrossel angeschlossen, auf diese folgt der mit C2009 bis C2012 gebildete Siebkondensator. Die Glimmlange DS2001 zeigt das Vorhandensein der Ausgangsspannung an. Seite 5-35

36 Diese Schaltung wurde in den folgenden Schritten dimensioniert: Schritt 1: Es wurde festgelegt, dass die Welligkeit über dem aus C2007 und C2008 gebildeten Ladekondensator beim Nenn-Ausgangsstrom von 300mA 20Vpp betragen soll. Damit folgt eine Kapazität von: C = t * i / U = 10ms * 300mA / 20V = 150uF. Aufgrund der benötigten Spannungsfestigkeit werden zwei Kondensatoren mit je 330uF in Serie geschaltet. Schritt 2: Es wurde eine Drossel Hammond 193M mit den Daten 10H / 300mA und einem Kupferwiderstand von 63 Ohm ausgewählt. Schritt 3: Die Ausgangsspannung (bei nomineller Netzspannung) soll 450V bei einem Strom von 300mA sein. Über der Drossel fällt dabei eine Gleichspannung von 63 Ohm * 300mA = 19V ab. Damit muss die mittlere Spannung vor der Drossel 450V + 19V = 469V sein. Hieraus folgt ein Spitzenwert der Trafo-Sekundärspannung (unter Vernachlässigung der Flussspannung der Dioden) von 469V + Welligkeit/2 = 469V + 20V/2 = 479V. Hieraus folgt wiederum ein Effektivwert der Trafo-Sekundärspannung von 479V * 0,71 = 340V. Schritt 4: Der Siebkondensator wird nach praktischen Gesichtspunkten mit 330uF, zusammengesetzt aus 4 Einzelkondensatoren zum Erreichen der Spannungsfestigkeit dimensioniert. Mit der Siebdrossel ergibt sich eine Grenzfrequenz von 1 / (2 π Wurzel L * C) = 2,8Hz. Das liegt 36-fach unterhalb der zurückzuhaltenden doppelten Netzfrequenz von 50Hz. Es handelt sich um ein Filter zweiter Ordnung. Die 100Hz-Welligkeit wird somit um den Faktor (100 pro Dekade) * 3,6 = 360 abgeschwächt, womit man dann eine Welligkeit von 20Vpp / 360 = 56mVpp am Ausgang der Versorgung erhält. Schritt 5: Im Leerlauf erhält man, unter der Annahme einer Leerlaufüberhöhung um 15% eine Spannung von 340V * 1,41 * 1,15 = 551V über dem Sieb- und über dem Ladekondensator. Es müssen also mindestens Kondensatoren mit 350V Spannungsfestigkeit verwendet werden, zur Sicherheit wurden jedoch Kondensatoren mit 400V Spannungsfestigkeit verwendet. Die Serienschaltung der Kondensatoren ist jedoch unumgänglich, da 450V der höchste handelsübliche Nennspannungswert für Al-Elkos ist. Seite 5-36

37 Die stabilisierte Versorgung für die Gittervorspannung 60V Die folgende Skizze zeigt die Versorgungsschaltung für die negative Gittervorspannung. Die Stabilisierungsschaltung ist auf dem Verstärkerboard selbst untergebracht, um die Addition von Spannungsabfällen auf der Masseverbindung zum Netzteil zur Gittervorspannung zu vermeiden. F2101 1AT Auf Netzteil-Baugruppe Auf Verstärker-Baugruppe SEC_60_1 SEC_60_2 Trafo-Sekundär wicklung 60V D2101 1N4007 D2102 1N D2103 1N4007 D2104 1N C uF 200V -UG R2101 6K2 D2105 BZX79-C68 + C uF 100V R2102 6K8 C uF 100V + C2104 1uF 100V -60V Die stabilisierte Versorgung für die negative Gittervorspannung Es wurde bereits ein konstanter Laststrom von 1,2mA für diese Versorgung bestimmt. Diese Schaltung wurde in den folgenden Schritten dimensioniert: Schritt 1: Es wurde festgelegt, ein zweistufiges Filter gegen das in der Zenerdiode entstehende Rauschen vorzusehen, die erste Stufe mit R2101 und C2102, die zweite Stufe mit R2102 und C2103/C2104. Es wurde für die zweite Stufe eine Grenzfrequenz von 0,5Hz festgelegt. Weiterhin wurde festgelegt, dass der Spannungsabfall an R2102 8V betragen soll, so dass man eine 68V-Zenerdiode verwenden kann. Schritt 2: Damit folgt für den Wert von R2102: R = (68V 60V) / 1,2mA = 6,67kOhm, es wird der Normwert 6,8kOhm gewählt. Hieraus folgt dann für C2103: C = 1 / (2π * 0,5Hz * 6,8kOhm) = 47uF. Da auch ein Kondensator mit 100uF eine noch hinreichend kleine Baugröße hat, wird 100uF vorgesehen. Seite 5-37

38 Schritt 3: In Schritt 1 wurde bereits eine Zenerspannung von 68V festgelegt. Es wird zudem festgelegt, dass der Querstrom durch die Zenerdiode bei nomineller Netzspannung gleich dem Laststrom von 1,2mA sein soll. Die Verlustleistung an der Zenerdiode ist dann 68V * 1,2mA = 0,08W. Es wird weiterhin festgelegt, dass bei nomineller Netzspannung ¼ der Ausgangsspannung über R2101 abfallen soll, um eine hinreichend kleine Schwankung des Querstroms durch die Zenerdioden bei Netzspannungsschwankungen zu bekommen. Damit folgt für den Wert von R2101: R = ( 60V / 4 ) / ( 2 * 1,2mA) = 6,25kOhm. Es wird der Normwert 6,2kOhm gewählt. Bei 5% Netzunterspannung erhält man einen Strom von ((0,95 * (68V + 15V) ) 68V) / 6,2kOhm = 1,75mA durch R2101. Es verbleibt ein Strom von 0,55mA durch die Zenerdiode. Hinweis: Für ein späteres alltagstaugliches Gerät sollte man die Trafo-Sekundärspannung erhöhen, so dass auch noch bei 10% Netzunterspannung die stabilisierende Wirkung der Zenerdiode erhalten bleibt Bei 5% Netzüberspannung erhält man einen Strom von ((1,05 * (68V + 15V) ) 68V) / 6,2kOhm = 3,1 ma durch R2101. Es verbleibt ein Strom von 1,9mA durch die Zenerdiode, wobei an dieser eine Verlustleistung von 0,13W entsteht. Schritt 4: Für den Ladekondensator C2101 wird aus praktischen Erwägungen heraus eine Kapazität von 100uF festgelegt. Damit ergibt sich eine Welligkeit von 10ms * 2,4mA / 100uF = 0,24Vpp über diesem Kondensator. Schritt 5: Damit ergibt sich, unter Vernachlässigung der Welligkeit und der Flussspannungen der Dioden ein Scheitelwert der Trafo-Sekundärspannung von 68V + 15V = 83V bei nomineller Netzspannung. Dies entspricht einem Effektivwert von 83V * 0,71 = 59V, es wird 60V gewählt. Schritt 6: Unter der Annahme von 15% Leerlaufüberhöhung ergibt sich eine Spannung von 60V * 1,41 * 1,15 = 97V über dem Ladekondensator, es wird daher nicht mehr ein 100V- sondern ein 200V- Typ vorgesehen. Seite 5-38

39 Stabilisierte Versorgung +450V für Vorstufen An dieser Stelle wurde eine bereits vorhandene Schaltung modifiziert, die Im Abschlussbericht Mischpult Silvestris Teil 2 aus dem Zyklus 2009/10 bereits ausführlich beschrieben wurde. An dieser Stelle wird nur auf die zur Anpassung der Schaltung an die Verhältnisse im SPT-70 durchgeführten Änderungen eingegangen. Anpassung der Ausgangsspannung von 460 auf 450V: Neuer Wert für R106: (450V + 5V) / 1M {R107} = 0,455mA (10V 5V) / 0,455mA = 10,98kOhm => 11K Verringerung des Einsatzpunktes der Strombegrenzung: Der Einsatzpunkt der Strombegrenzung wurde von 140mA bei voller Spannung und 50mA bei Kurzschluss auf 100mA bei voller Spannung und 35,7mA bei Kurzschluss reduziert. Hinweis: Die neuen Werte wurden noch in der Absicht festgelegt, mit einer Stabilisierungsschaltung zwei Kanäle zu versorgen, eine Halbierung ist möglich. Damit Reduktion der Spannung REF CL von 1,35V auf 0,96V Mit R112 = 10K: Iq = 0,096mA Über R111 fallen ab: 10V 0,96V = 9,94V Dann Wert R111: 9,04V / 0,096mA = 94,16kOhm => Normwert 93K1 Abschätzung der Verlustleistung am MOSFET und Dimensionierung des Kühlelementes: Hinweis: Auch diese Betrachtung bezieht sich noch auf die ursprünglich beabsichtige Versorgung von zwei Verstärkerkanälen aus einer Stabilisierungsschaltung. Die maximale Verlustleistung am MOSFET im Kurzschlussfall wird wie folgt grob abgeschätzt: Die Trafo-Sekundärspannung wird mit 440V angenommen: Die Eingangsspannung der Stabilisierungsschaltung ist dann näherungsweise: 440V * 1,41 = 620V Der Kurzschlussstrom ist näherungsweise: 36mA Die Verlustleistung am MOSFET ist dann: 22,3W Seite 5-39

40 Bei einer Umgebungstemperatur von 45 C soll der MOSFET im Kurzschlussfall nicht wärmer als 120 C werden. Damit ergibt sich der folgende thermische Widerstand: Rth = (120 C 45 C) / 22,3W = 3,36 C/W Es wird ein Kühlelement AAVID THERMALLOY 6400BG (Farnell # ) mit einem thermischen Widerstand von 2.7 C/W gewählt. Als Längstransistor wird an Stelle den bisher verwendeten IXTN22N100 die elektrisch nahezu identische, aber im Gehäuse TO-264 kleinere Bauform IXTK22N100L (RS # ) gewählt. Hinweis: Das Kühlelement muss erhöht eingebaut werden oder eine erhöhte Bohrung muss hinzugefügt werden, da die Höhe des Gehäuses TO-264 die Höhe des Gehäuses TO-247 übersteigt, für das der Kühlkörper ursprünglich vorgesehen ist. Anpassung des Timers zur Einschaltverzögerung: Die Timerschaltung wird aus der floatenden 20V-Versorgung gespeist. In ihrer Originalversion wurde sie aus einer 12,6V-Wicklung gespeist. Der Wert von R1104 muss entsprechend angepasst werden: Spitzenwert vor R1104 in der Originalschaltung: näherungsweise 12,6V * 1,41 = 17,8V. Differenz zur Schaltschwelle von U1102A: 17,8V - 3,9V = 13,9V. Der Wert von R1104 in der Originalschaltung beträgt 82kOhm. Spitzenwert vor R1104 in der betrachteten Schaltung: näherungsweise 20V * 1,41 = 28,2V Differenz zur Schaltschwelle von U1102A: 28,2V 3,9V = 24,4V Es folgt der neue Wert für R1104 aus dem Quotienten der Differenzen zur Schaltschwelle der beiden verschiedenen Schaltungen: 82kOhm * 24,4 V/ 13,9V = 143,9kOhm => Normwert 140K Ebenso muss der Wert von R1118 an die erhöhte Versorgungsspannung (19V statt 12V) angepasst werden: Der Wert von R1118 in der Originalschaltung war 4,7kOhm Der neue Wert von R118 wird aus der Multiplikation des bestehende Wertes mit dem Quotienten der Differenzen zwischen Eingangs- und Zenerspannung für beide Schaltungen gebildet: (19V 3,9V) / (12V 3,9V) * 4K7 = 8,76kOhm => Normwert 8K2 Weiterhin wird R1103 an die höhere Versorgungsspannung der Schaltung angepasst: Der bisherige Wert war 10kOhm Der neue Wert ist: 10kOhm * 19V / 12V = 15,8kOhm => Normwert 16K Seite 5-40

41 Beschaltung der Referenzquelle: Auch der Wert von R102 wird an die erhöhte Versorgungsspannung angepasst: Es soll ein Querstrom von 1mA durch die Referenzquelle fließen. Der entnommene Laststrom ist 0,5mA. Daraus folgt ein Strom von 1,5mA durch R102 Es ergibt sich der folgende Wert für T102: (19V 10V) / 1,5mA = 6kOhm => Normwert 5K6 Beim Abschalten der Referenzquelle durch den Comparator U1102B (Open-Collector- Ausgang) fließt dann ein Strom von 19V / 5K6 = 3,4mA in den Ausgang des Comparators. Nachfilter auf der Verstärkerbaugruppe: Um eine Addition von Spannungsabfällen (im Audio-Frequenzbereich) auf der Masse- Rückleitung zwischen Verstärkerboard und Netzteil zu vermeiden wurde auf dem Verstärkerboard selbst das folgende Nachfilter vorgesehen: +450V_VS R R 2W +450V_VS_IN + C uF/400V + C uF/400V R K 2W + C uF/400V + C uF/400V R K 2W Nachfilter auf der Verstärkerbaugruppe Seite 5-41

42 Die stabilisierte Versorgung für die DC-Heizung 6,3V Hierzu wird eine bereits im WS2008/9 entwickelte Baugruppe verwendet. Diese Baugruppe ist im Abschlussbericht für den Zyklus 2008/9 auf den Seiten Seite bis Seite mit Beschreibung und Schaltplan dokumentiert: Die ursprünglich für eine Ausgangsspannung von 12,6V konzipierte Schaltung wird jedoch so modifiziert, dass sie eine Ausgangsspannung von 6,3V abgibt. In der Folge ist diese Modifikation dokumentiert. Festlegung der Trafo-Sekundärspannung: Es wurde eine Spannung von 2x7,5V festgelegt. Es wurde eine Welligkeit über dem Ladekondensator von 0,5Vpp festgelegt. Damit folgt ein Mindestwert von 600mA * 10ms / 0,5V = 12'000 uf für den Ladekondensator. Bei Netzunterspannung 10% ergeben sich damit die folgenden Verhältnisse: 7,5V * 0,9 * 1,41 = 9,52V Scheitelwert -0,8V Flussspannung Gleichrichter -0,5V Ripple -1V Kupfer- und Kernverluste - 0,06V MOSFET 100mOhm bei 600mA - 6,3V Ausgangsspannung = 0,84V Reserve Im Leerlauf ergibt sich, bei 10% Netzüberspannung und 5% Leerlaufüberhöhung die folgende Spannung über dem Ladekondensator: 7,5V * 1,1 * 1,41 * 1,05 = 12,3V. Anpassung der Operationsverstärker-Versorgung: Die Versorgung der Operationsverstärker kann von 24V auf 12V reduziert werden, da dies (bekannt durch die Anwendung dieser Stabilisierungsschaltung im Verstärker BLACK CAT aus dem Zyklus 2003/4) für eine vollständige Durchsteuerung der MOSFETs ausreicht. Über C902 baut sich (unter Nominalbedingungen) die folgende Spannung auf: 7,5V * 1,41 * 3 = 31V. D903 wird durch eine 12V-Zenerdiode ersetzt. Die Operationsverstärker nehmen ca. 1,6mA aus der Versorgung auf. Durch die Zenerdiode D903 soll 50% des Laststroms, also 0,8mA fließen. Damit ergibt sich ein Strom von 1,6mA + 0,8mA = 2,4mA durch R901. Damit ergibt sich folgender Wert für R901: (31V 12V) / 2,4mA = 7,9kOhm, es wird der Normwert 7K5 vorgesehen. Seite 5-42

43 Anpassung der Feedback-Widerstände: Der exakte Wert der Referenzspannung beträgt 1,235V. Die Feedback-Spannungsteiler wurden wie folgt geändert, um zu einer Ausgangsspannung von 6,3V zu gelangen: Der Wert von 10kOhm der oberen Widerstände R905 und R909 wurde beibehalten. Über diesen liegt eine Spannung von 6,3V 1,235V = 5,065V an. Damit fließt ein Querstrom von 5,065V / 10kOhm = 0,5065mA durch den Spannungsteiler. Damit ergibt sich für die unteren Widerstände R906 und R910 der folgende Wert: R = 1,235V / 0,5065mA = 2,438kOhm, es wird der Normwert 2K4 vorgesehen. Der Heizkreis für die Kathodenfolgerstufe Die Kathodenfolgerstufe wird mit Wechselspannung geheizt. Das Potential des Heizkreises wird durch den Spannungsteiler aus R225 und R226 festgelegt. Es beträgt: 450V * 220 / ( ) = 309V. Die Spezifikation des Netztrafos Für den Netztrafo wird ein kundenspezifischer Ringkerntrafo vorgesehen, der die folgenden Sekundärwicklungen aufweist: - 430V 0,08A - 20V 0,1A (liegt im Gerät auf Potential +450V) - 340V 0,3A - 60V 0,05A - 2 x 7,5V 1A = 15V mit Mittelanzapfung - 6,3V 3,2A - 6,3V 0,3A (liegt im Gerät auf Potential +300V) Diese Transformatoren wurden von der Firma HB-Ampdesign als kundenspezifische Einzelstücke gefertigt. Seite 5-43

44 Die Realisierung Die folgende Abbildung zeigt einen aufgebauten Verstärkerkanal. Ein Verstärkerkanal Seite 5-44

45 Die folgende Abbildung zeigt das Netzteil für einen Verstärkerkanal. Das Netzteil für einen Verstärkerkanal. Seite 5-45

46 Die Inbetriebnahme: Die Inbetriebnahme wurde vom bis zum durchgeführt. Die Inbetriebnahme der Netzteile Die Inbetriebnahme der Netzteile verlief ohne Auffälligkeiten. Am Ausgang +450V VS (geregelt) wurden, mit einer Last von 1kOhm, folgende Kurzschlusströme an den jeweiligen Baugruppen gemessen: 26,9mA und 28,5mA. Die Inbetriebnahme der Verstärkerboards Beseitigung elementarer Fehler: Für J103 (MF4) wurde ein veralteter Footprint verwendet, bei dem die Pins 2 und 3 verstauscht waren, die Vertauschung wurde durch Nachverdrahtung auf der Leiterplatte korrigiert. Für R130 war ein 1W-Widerstand vorgesehen, die Verlustleistung wurde nicht korrekt abgeschätzt, sie beträgt 3,7W, daher wurde nachträglich ein 5W-Widerstand eingebaut. Seite 5-46

47 DC-Arbeitspunkte: Größe Board 1 Board 2 Abweichung Versorgungsspannung +450V ES 360V (mit Ruhestrom durch Endröhren) Versorgungsspannung +450V VS Anodenpotential V5B Kathodenpotential V5B Anodenpotential V5A Kathodenpotential V5A Kathodenpotential V4 Anodenpotential V4B Anodenpotential V4A Kathodenpotential V3A Kathodenpotential V3B Ruhestrom V1 Ruhestrom V2 Messung an Bezug Berechnet für Leerlauf J102/2 GND > 450V 485V (ohne Ruhestrom durch Endröhren, da Ausgangstrafo noch nicht vorh.) V3/1 GND 450V 450V 445V V5/6 GND 52,5V 62,5V 56V V5/8 GND 1,28V 1,22V 1,29V Kommentar V5/1 GND 52,5V 62,5V 56V nach Abgleich V5/3 GND 1,28V 1,11V 1,36V nach Abgleich V4/3 GND 61,5V 67V 63V V4/6 GND 284V 256V 270V V4/1 GND 284V 262V 278V V3/3 GND 288V 262V 278V V3/8 GND 288V 266V 282V R134 (10 R) R135 (10R) GND 40,5mA 49mA -51,5V an g1 Endröhre GND 40,5mA 52mA -51,5V an g1 Endröhre Der Ruhestrom aller Endröhren wurde in einem späteren Abschnitt der Inbetriebnahme gemäß der Empfehlung von Van der Veen auf 80mA eingestellt. Seite 5-47

48 Verstärkungsfaktoren: Größe Röhrenbestückung Messung an Bezug Berechnet für Leerlauf Board 1 Board 2 Abweich ung E88CC gebraucht (Herstellung ca. 1960) E88CC NOS (Philips MIL 1987) Kommentar Verstärkun Eingangsstufe Verstärkung Phasenumkehrstufe Verstärkung Treiberstufe Zweig B Verstärkung Treiberstufe Zweig A Verstärkung Kathodenfolgerstufe Zweig A Verstärkung Kathodenfolgerstufe Zweig B Verstärkung Endstufe Zweig 1 Verstärkung Endstufe Zweig 2 Verstärkung Endstufe gesamt Verstärkung gesamt Matched Pair Svetlana 6550C (BTB) Matched Pair Svetlana 6550C (TAD) V5/6 V5/7-11,8-11,86-11,73 V5/1 V5 Last 4 Ohm /6-1,09-1,01 1,00 V4/6 V4/7-25,4-27,3-23,52 V4/1 V4/2-25,4-26,7-22,8 V3/3 V3/2 0,95 0,973 0,96 V3/8 V3/7 0,95 0,96 0,95 V1/3 V1/5 4,45 4,17 4,05 V2/3 V2/5 4,45 4,09 4,07 Last 5 Ohm Last 5 Ohm V1/5 0,315 0,275 0,273 gemessen mit Last 4 Ohm Eingang 89,5 85,8 75,9 gemessen mit Last 4 Ohm Seite 5-48

49 Weitere Messwerte: Größe Max. Ausgangsleist ung (Clipgrenze) Obere 3dB Grenzfreque nz bei 7V rms über Last Untere Grenzfreque nz bei 6,3V rms über Last 4 Ohm (10W) Slew-Rate, gemessen mit Rechteckans teuerung (Vollaussteue rung) Ausgangswid erstand bei 1kHz, gemessen mittels Parallelschalt ung von 10 Ohm zum 4 Ohm Lastwiderstan d Noise unweighted (FFT, 22Hz.. 22kHz) IMD SMPTE DIN bei 8,0V rms an 4 Ohm Messung an Last 5 Ohm Last 4 Ohm Last 4 Ohm Last 4 Ohm Bezug Berechnet Board 1 Board 2 Abweic hung Kommentar 46,7W für 43,2W 46,1W gemessen mit 5 Ohm Last 4 Ohm, Unterschiede durch Biaseinstellung Endröhren bedingt nicht exakt messbar, ca. 90kHz 5 Hz, Beginn des Einsatzes von Sättigung ca. 8V/us nicht exakt messbar ca. 90kHz 5 Hz, Beginn des Einsatzes von Sättigung ca. 8V/us 3,2 Ohm 3,3 Ohm 222uV rms 180uV rms Ab 90kHz Verzerrungen durch Resonanzeffekte im Übertrager 0,084% 0,086% Werte leicht schwankend. Seite 5-49

50 Der Frequenzgang: Frequenzgang Board#1 mit 9W an 4Ohm +/- 0,08dB von 20Hz bis 20kHz Frequenzgang Board#2 mit 9W an 4Ohm +/- 0,1dB von 20Hz bis 20kHz Seite 5-50

51 Das Klirrverhalten: Klirrspektrum Board#1 9W an 4 Ohm Svetlana 6550 C (BTB Matched Pair) Bias V1: 80mA Bias V2: 80mA Seite 5-51

52 Klirrspektrum Board#1 16W an 4 Ohm Svetlana 6550 C (BTB Matched Pair) Bias V1: 80mA Bias V2: 80mA Klirrspektrum Board#1 36W an 4 Ohm Svetlana 6550 C (BTB Matched Pair) Bias V1: 80mA Bias V2: 80mA Seite 5-52

53 Klirrspektrum Board#2 9W an 4 Ohm Svetlana 6550 C (TAD Matched Pair) Bias V1: 80mA Bias V2: 80mA Klirrspektrum Board#2 16W an 4 Ohm Svetlana 6550 C (TAD Matched Pair) Bias V1: 80mA Bias V2: 80mA Seite 5-53

54 Klirrspektrum Board#2 36W an 4 Ohm Svetlana 6550 C (TAD Matched Pair) Bias V1: 80mA Bias V2: 80mA Seite 5-54

55 THD über Frequenz Board #1 mit 9W an 4 Ohm THD über Frequenz Board #2 mit 9W an 4 Ohm Seite 5-55

56 Weitere Beobachtungen Bei Rechteckansteuerung zeigt sich ein Ringing mit ca. 250kHz, jedoch nur zu Beginn der Halbperiode, in der die Endröhre V2 durchgesteuert ist. Diese Unsymmetrie tritt bei beiden aufgebauten Verstärkerbaugruppen mit beiden vorhandenen Ausgangsübertragern, auch im Kreuztausch, unverändert auf. Es scheint sich um eine Eigenschaft des Ausgangsübertragers zu handeln. Versuchsweise wurde parallel zu Anodenwicklung eine RC-Serienschaltungen in verschiedenen Dimensionierungen angebracht, damit ließ sich das Ringing nicht dämpfen. Eine RC-Serienschaltung zwischen beiden Kathoden bewirkt eine Dämpfung des Ringings, die Flanken des Rechtecks und die Überschwinger sind jedoch dann sehr kantig und verzerrt, entsprechen nicht den aus der linearen Regelkreistheorie bekannten Kurven. Man erkennt, dass das Ringing in der Endstufe selbst entsteht, denn es ist in den die Endstufe ansteuernden Signale an den Steuergittern der Endröhre nicht enthalten. Eine Vertauschung der CFB-Wicklungen brachte keine Veränderung. Da der Verstärker ohnehin ohne über-alles-gegenkopplung betrieben werden soll, wurde das Kathodenseitige Dämpfungsglied wieder entfernt. Die beobachteten Phänomene spielen im Frequenzbereich unterhalb von 90kHz keine Rolle. Bei der Verwendung dieser Endstufe innerhalb einer Gegenkopplungsschleife dürfte dieser Effekt jedoch nicht ganz unproblematisch sein. Seite 5-56

57 Der Höreindruck Der Verstärker zeigt typischen Röhrenklang, aber dabei ein doch recht klares Klangbild. Man hat weniger Druck dafür mehr Leichtigkeit. Man hört klar, dass der Klang gefärbt ist, das hat aber durchaus positive Aspekte, der Klang hat etwas mobilisierendes, man würde vielleicht eine Minute vorher aufstehen und tanzen wollen, als bei anderen Verstärkern. Der Versuchsaufbau Seite 5-57