ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-1/18 Prof. Dr.-Ing. Johann Siegl. L10 Kleinsignalanalyse von Transistorschaltungen

Transkript

1 1 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-1/18 a) b) Zur Verstärkung kleiner Signale (im allgemeinen < ca. 10mV) werden Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren verwendet. Damit ein Transistor verstärken kann, muss er in einem geeigneten Arbeitspunkt betrieben werden. Der Arbeitspunkt ist gekennzeichnet durch den Kollektorstrom I C (A) bzw. Drainstrom I D (A) und durch die Spannung U CE (A) bzw. U DS (A) (siehe Bild L10-1). Soll der Transistor als Verstärkerelement verwendet werden, so muss ein signfikanter Strom I C (A) bzw. I D (A) fließen und es muss U CE (A) bzw. U DS (A) hinreichend groß sein. Man nennt die Betriebsart des Transistors unter diesen Umständen "Normalbetrieb" bzw. "Stromquellenbetrieb". Durch DC-Analyse ist zu kontrollieren, ob diese für den Verstärkerbetrieb notwendige Betriebsart vorliegt. Beim Bipolartransistor muss U CE > ca. 0,5V sein; beim Feldeffekttransistor muss U DS > U DSP sein, dabei ist UDSP = U GS - U P. c) d) Bild L10-1: Transistoren in einer Anwendungsschaltung gekennzeichnet durch den Arbeitspunkt. a) npn-bipolartransistor: I C (A), UCE (A) b) N-MOSFET: I D (A), UDS (A) c) pnp-bipolartransistor: I C (A), UEC (A) d) P-MOSFET: I D (A), USD (A)

2 L10.1 Linearisierung des Bipolartransistors für Verstärkeranwendungen ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-2/18 L10.1 Linearisierung des Bipolartransistors für Verstärkeranwendungen a) b) Das wesentliche, nach "außen" sichtbare Verhalten an den Anschlussklemmen zeigt sich in Form der Übertragungskennlinie I E I C IS exp( U B'E / U T ) ; Ausgangskennlinien I C A I E + I CB0 ; Die Übertragungskennlinie ist begründet durch die in Flussrichtung betriebene Emitter-Basis-Diode, mit U B'E als Steuerspannung (B': innere Basis). Das Ausgangskennlinienfeld ergibt sich aus der gesperrten Kollektor-Basis-Diode, deren Sperrkennlinie um den Injektionsstrom A IE verschoben wird. Eine kleine Steuerspannungsänderung ΔU B'E der in Flussrichtung betriebenen Emitter-Basis-Diode bewirkt eine relativ große Stromänderung ΔI E, die so am Kollektorausgang wirksam ist. Damit steuert ΔU BE die Ausgangsstromänderung ΔI C. Es gilt Bild L10-2: Kennlinien eines npn-transistors a) Übertragungskennlinie I C = f (U B'E) b) Ausgangskennlinien I C = f (U CB' ), dabei ist U CE U CB' 0,7V im Normalbetrieb ohne Linearisierung mit Linearisierung im "Normalbetrieb" AC-Betrieb: Änderungen im Arbeitspunkt ΔI C = g m ΔU BE (Gl. L10-1) mit g m als der Steilheit der Übertragungskennlinie in einem Betriebspunkt I C (A) : g m = I C (A) / U T (Gl. L10-2) 2 von :42

3 3 von :42 L10.1 Linearisierung des Bipolartransistors für Verstärkeranwendungen ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-3/18 Die Kleinsignalanalyse im Arbeitspunkt ist eine AC-Analyse. Durch Linearisierung der Kennlinien im Arbeitspunkt erhält man ein AC-Modell (siehe Bild L10-3). Bei Linearisierung im Arbeitspunkt sind npn-transistor und pnp-transistor gleich. Bezüglich der Änderungen im Arbeitspunkt besteht zwischen npn- und pnp-transistor kein Unterschied. a) b) Das zumeist verwendete AC-Modell ist das Transportmodell in Bild L10-3b. Bild L10-3c zeigt das AC-Modell eines mit dem Widerstand RE seriengegengekoppelten Transistors. Bei Ansteuerung am Emitter kehrt sich die Steuerspannung U x um. Das hat zur Folge, dass sich dann auch die durch U x gesteuerte Stromquelle g m U x in der Wirkungsrichtung umkehrt. c) Parameter des AC-Modells: Parameter Bedeutung typ. Wert rb Bahnwiderstand 100Ω gm Steilheit g m = I C (A) / UT re Differenzieller Widerstand r e = U T / I E (A) 1 / gm der Emitter-Basis Diode r0 Early-Widerstand r 0 = r e U A / UT Cc Sperrschichtkapazität einige pf Cd Diffusionskapazität einige 10pF ohne parasitäre Kapazitäten mit parasitären Kapazitäten Bild L10-3: AC-Modell des Bipolartransistors a) Grundmodell b) Transportmodell c) Transportmodell eines mit R E seriengegengekoppelten Transistors

4 4 von :42 L10.2 Linearisierung des Feldeffekttransistors für Verstärkeranwendungen ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-4/18 L10.2 Linearisierung des Feldeffekttransistors für Verstärkeranwendungen a) b) Die für das Klemmenverhalten des Feldeffekttransistors wichtigsten Kennlinien sind in Form der Strom-Übertragungskennline und des Ausgangskennlinenfelds in Bild L10-4 dargestellt. Dabei ist U GS die Steuerspannung. Voraussetzung für Verstärkeranwendungen ist, dass der Feldeffekttransistor im "Stromquellenbetrieb" arbeitet, d.h. der Drainstrom I D (A) muss im Arbeitspunkt signifikant groß sein und U DS muss auch unter Berücksichtigung der Ausgangsaussteuerung größer als U DSP sein. Für Kleinsignale am Eingang kann im Arbeitspunkt I D (A) die Übertragungskennlinie linearisiert werden: Dabei ist g m die Steilheit des Feldeffekttransistors mit (Gl. L10-3) (Gl. L10-4) Bild L10-4: Kennlinien eines N-Kanal MOSFET vom Verarmungstyp a) Übertragungskennlinie I D = f (U GS) b) Ausgangskennlinie mit Early-Effekt (r DS - Einfluss) ohne Linearisierung mit Linearisierung bei "Stromquellenbetrieb" Der nicht ideale horizontale Verlauf der Ausgangskennline ist durch den "Early-Effekt" gegeben. Dieser Effekt wird durch den Widerstand rds berücksichtigt.

5 5 von :42 L10.2 Linearisierung des Feldeffekttransistors für Verstärkeranwendungen ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-5/18 Bei Kleinsignalanalyse lässt sich für den Feldeffekttransistor im Arbeitspunkt bei "Stromquellenbetrieb" ein lineares AC-Modell angeben (siehe Bild L10-5). Das lineare AC-Modell ist für alle Feldeffekttransistortypen (N-Kanal bzw. P-Kanal) gleich. Nicht dargestellt sind in Bild L10-5 die parasitären Kapazitäten. Da im Arbeitspunkt alle pn-übergänge gesperrt sind, sind entsprechend die Sperrschichtkapazitäten (keine Diffusionskapazität!) und die Gate-Kapazitäten bei isoliertem Gate zu berücksichtigen (u.a. C BD, C GS, C GB). Parameter des AC-Modells: Parameter Bedeutung typ. Wert gm Steilheit rds Early-Widerstand 100kΩ Bild L10-5: AC-Modell eines Feldeffekttransistors

6 6 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-6/18 Beispiel 1: Anhand eines einfachen Beispiels soll die prinzipielle Vorgehensweise zur Analyse von Verstärkerschaltungen unter Zugrundelegung eines linearisierten AC-Modells aufgezeigt werden. Zunächst ist der Arbeitspunkt des Transistors Q 1 in der gegebenen Anwendung im Beispiel von Bild L10-6 zu bestimmen. Nach DC-Analyse unter Annahme, dass der Transistor im Normalbetrieb arbeitet, ergibt sich: I C (A) = 0,5mA und U CE (A) = 4,5V Der Lastwiderstand R C sollte so bemessen sein, dass sich im Arbeitspunkt die verfügbare Versorgungsspannung (hier U B abzüglich des Spannungsabfalls an R E) etwa hälftig zwischen U RC und U CE aufteilt. Dabei sollte U CE um ca. 0,5V größer sein als U RC (Mindestspannung für Normalbetrieb ist U CE > 0,5V). Bild L10-6b zeigt das vereinfachte AC-Modell (ohne Diffusionskapazität und Bahnwiderstand r b). Die Steilheit ist im Beispiel g m = 1/(52Ω). Damit ergibt sich eine Verstärkung von v 21 = U 2 / U 1 = g m R C r / Die Sperrschichtkapazität C C wirkt als Parallelgegenkopplung und belastet den Ausgangsknoten 2 mit C C, den Eingangsknoten 1 aber mit C C 160. Bild L10-6: Beispiel 1 einer Verstärkerschaltung Ausführungsbeispiel mit Dimensionierung AC-Ersatzanordnung Q : IS = A; B = β 0 = 150; VA = 74V Der Eingangswiderstand Z 11 ergibt sich (ohne Berücksichtigung von C C) näherungsweise aus: Z 11 = r b + ( β ) r e 7kΩ

7 7 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-7/18 DC- und AC-Lastgerade: Die Lastgerade im Eingangskreis bzw. Ausgangskreis ergibt sich, wenn man sich den Transistor "herausgenommen" denkt und man an der verbleibenden Schnittstelle dann für I = 0 die Schnittstellenspannung und für U = 0 den Kurzschlussstrom an der Schnittstelle bestimmt. Bei DC ergibt sich am Eingang mit I C = 0 die Leerlaufspannung U BE = 2,2V. Bei U BE = 0 ist I E = I C = 0,75mA im gegebenen Beispiel. Damit erhält man die Arbeitsgerade des Eingangskreises R DC,ein für das Beispiel in Bild L10-6 gemäß Bild L10-7a. Der Schnittpunkt mit der Übertragungs-kennlinie ist der Arbeitspunkt I C (A). In gleicher Weise lässt sich am Ausgangskreis verfahren. Bei I C = 0 wird die Leerlaufspannung an der Schnittstelle U CE = 10V. Für U CE = 0 erhält man I C = 10V/11kΩ = 0,91mA. Daraus ergibt sich die skizzierte Lastgerade R DC,aus (Bild L10-7b). Für AC-Betrieb im Arbeitspunkt ist eben dieser Arbeitspunkt der "Nullpunkt" für Änderungen im Arbeitspunkt. Bei AC-Betrieb ist der Widerstand RE kurzgeschlossen. Somit ergibt sich als AC-Lastgerade: R AC,aus = ΔU CE / ΔI C = R C = 8kΩ Würde der Transistor im Arbeitspunkt voll angesteuert werden, so wird UCE = 8,5V. Dies ist die verfügbare Versorgungsspannung (U B = 10V abzüglich U RE = 1,5V). Bild L10-7: Arbeitsgeraden des Bipolartransistors Arbeitsgerade des Eingangskreises (R DC,ein) IC (A) Arbeitsgerade des Ausgangskreises (R DC,aus) UCE (A) AC-Betrieb: Änderungen im Arbeitspunkt AC-Lastgerade im Ausgangskreis (R AC,aus)

8 8 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-8/18 Zum besseren Verständnis ist die Aussteuerung bzw. Änderung im Arbeitspunkt in Bild L10-8 skizziert. Die Kleinsignalansteuerung an der Basis des Transistors (Kleinsignal um U BE (A) 0,7V) verursacht über die Steilheit g m der Übertragungskennlinie I C = IS exp(u BE / U T) eine Stromänderung Δi C um den Arbeitspunkt I C (A). Die Linearisierung der Übertragungskennlinie entspricht einer Reihenentwicklung mit konstantem Term und linearem Term: (Gl. L10-5) Der Arbeitspunkt I C (A) wird durch die DC-Lösung bestimmt. Die Änderung im Arbeitspunkt entspricht der AC-Lösung. Wegen der Linearisierung können beide Lösungen getrennt voneinander bestimmt und dann überlagert werden. Aufgrund der Lastgeraden R AC,aus erhält man die Ausgangsspannungsänderung am Kollektorknoten. Bild L10-8: Ansteuerung im Arbeitspunkt Ansteuerung Änderungen im Arbeitspunkt

9 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-9/18 Verhalten bei tiefen Frequenzen: Im unteren Frequenzbereich stellt der Kondensator C B noch keinen Kurzschluss dar. Der Widerstand R E wirkt als Seriengegenkopplung. Bei genügend hoher innerer Verstärkung ist U x << U k (siehe Bild L10-9 ). Damit wird U k U 1 und es gilt: U 1 / R E U 2 / RC Somit ist U 2 / U 1 = R C / R E. Im Übrigen ist hier der Rückkopplungsfaktor der Seriengegenkopplung k = U k / U 1: k = R E / RC Bei hinreichend hoher Schleifenverstärkung ergibt sich auch hier: v K = 1 / k = 2,6 Der Eingangswiderstand ist jetzt deutlich hochohmiger mit: Z 11' r b + ( β ) ( r e + R E ) 450kΩ Bild L10-9: Beispiel 1 einer Verstärkeranordnung AC-Ersatzanordnung AC-Ersatzanordnung mit Transportmodell Ab der Frequenz, wo R E = 1/ωC B ist steigt die Verstärkung an, bis sie den Maximalwert von 160 erreicht. Im Beispiel liegt die untere Eckfrequenz bei ca. 100Hz. 9 von :42

10 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-10/18 Verhalten bei höheren Frequenzen: Im oberen Frequenzbereich schließt die Sperrschichtkapazität C C zunehmend den Lastwiderstand (hier R C = 8kΩ) kurz, sodass die Verstärkung wieder abnimmt. Die Eckfrequenz wird bei RC = 1/ωC C erreicht, sie liegt im Beispiel bei ca. 1MHz. Der Eingangswiderstand Z 11' wird niederohmig, da die Diffusions-kapazität den differentiellen Widerstand der Emitter/Basis-Diode kurzschließt. Es verbleibt dann nur noch der Bahnwiderstand r b. Das nachstehende Experiment zeigt das Simulationsergebnis mit den eingetragenen Abschätzwerten. Experiment L10-1: KLEINSIG_VerstSch_1 Bipolartransistor bei höheren Frequenzen Bild L10-10: Simulationsergebnis mit Abschätzwerten 10 von :42

11 11 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-11/18 Beispiel 2: In einem weiteren Beispiel (Bild L10-11) soll die Vorgehensweise verallgemeinert werden. Zunächst ist wiederum eine DC-Analyse zur Bestimmung des Arbeitspunktes der Transistoren Q 1 bis Q 3 erforderlich. DC-Analyse: Die Maschengleichung von U B = 10V über U BE,Q3 und R0 ergibt: I C,Q3 (A) = 1mA; Wegen U BE,Q3 = U BE,Q2 muss bei gleichen Transistoren auch deren Kollektorstrom gleich groß sein. Somit ist: I C,Q2 (A) = I C,Q3 (A) = 1mA; Bei genügend großer Stromverstärkung von Q 1 kann angenommen werden, dass I B,Q1 0 ist. Um den Basisstrom vernachlässigen zu können, sollte der Querstrom I R2 0,1mA sein (ca. 1/10 des erwarteten Kollektorstroms). Für den Arbeitspunktstrom von Q 1 erhält man demnach: I C,Q1 (A) = 0,9mA. Die Spannung an Knoten 2 ist gleich der Spannung U CE des Transistors Q 1: U CE (A) = 5V. Bild L10-11: Beispiel 2 einer Verstärkerschaltung mit Q 1 bis Q 3: IS = A; B = β 0 = 200; VA = 26V Experiment L10-2: KLEINSIG_VerstSch_2 Beispiel mit Bipolartransistoren Damit die Bedingung I B,Q1 0 erfüllt wird, darf R 3 nicht zu hochohmig werden. R 2 ist so zu dimensionieren, dass die Spannung an Knoten 2 mittig zur Versorgungsspannung liegt, um größtmögliche Aussteuerbar-keit am Ausgang zu erzielen.

12 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-12/18 Nach Linearisierung im Arbeitspunkt erhält man die in Bild L10-12 skizzierte AC-Ersatzanordnung. Die Transistoren Q 2 und Q 3 werden nicht angesteuert. Lediglich der Innenwiderstand der Stromquelle von Q 2 in Form des Early-Widerstands r 0,Q2 wirkt als zusätzliche Belastung am Ausgang von Transistor Q 1. Die von der Eingangsspannung U 1 gesteuerte Stromquelle g m,q1 U 1 = U1 / 26Ω erzeugt eine Ausgangsspannung von U 2 = U 1 g m,q1 R L * 1/ωCC dabei ist R L * R 2 r 0,Q1 r 0,Q2 = 10kΩ. Somit erhält man für die Verstärkung von Knoten 1 nach Knoten 2: v 21 = U 2 / U 1 = (10000 / 26) 1 / ( 1 + jωc C R L * ) Bis zur Eckfrequenz (gegeben durch die Bedingung R L * = 1/ωC C) beträgt die Verstärkung Bild L10-12: AC-Ersatzschaltung für Beispiel 2 V Der Eingangswiderstand Z 11 ist aufgrund der Transimpedanzbeziehung für R 2 und C C : Z 11 = R 2 / 400 R 3 1 / ( ω C C 400) 12 von :42

13 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-13/18 Im Gegensatz zur Verstärkeranordnung in Beispiel 1 ist in der Variante von Beispiel 2 der Ausgang von Q 1 nicht mit einem Widerstand, sondern mit einer Stromquelle belastet. Die Laststromquelle besteht aus dem Transistor Q 2. Der Innenwiderstand der Stromquelle ist r 0,Q2 parallel zu Q 2. Bild L10-13 zeigt den Transistor Q 1 mit seiner Ausgangskennlinie im Arbeitspunkt. Nimmt man gedanklich den Transistor Q 1 heraus und betrachtet dann die Schnittstelle, so ergibt sich das Verhalten der Ausgangskennlinie von Q 2 mit R 2. Allerdings geht bei U CE,Q1 = 10V der Transistor Q 2 in die Sättigung. Die Summe von U CE,Q1 und U CE,Q2 ist konstant gleich der Versorgungsspannung (hier ist U B = 10V). Bild L10-13: Zur Aussteuerbarkeit der Verstärkerschaltung von Beispiel 2 Transistor Q1 Lastkreis mit Q 2 und R2 13 von :42

14 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-14/18 Beispiel 3: Im gegebenen Beispiel (Bild L10-14) liegt ein Verstärker mit einem N-MOS Feldeffekttransistor M 1 vor, der ähnlich wie in Beipiel 2 einen P-MOS Feldeffekttransistor M 2 als Lastkreis aufweist. Über die Parallelgegenkopplung mit R 2 und R 1 erfolgt die Arbeitspunkteinstellung betreffs der Ausgangsspannung an Knoten 2. Angesteuert wird der Verstärker über die Koppelkapazität C 1. Die Koppelkapazität ist erforderlich, da sich das Gatepotential von M1 unabhängig vom DC-Wert der Eingangsspannung einstellen soll. Experiment L10-3: KLEINSIG_VerstSch_3 Beispiel mit N-MOS Feldeffekttransistoren Bild L10-14: Beispiel 3 einer Verstärkerschaltung, der Parameter VTO entspricht der Schwellspannung UP Verstärkerschaltung Mit Anschlussbezeichnung von M 1 und M2 14 von :42

15 15 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-15/18 DC-Analyse: Die Schaltung in Bild L10-15 weist zwei Transistoren auf, demzufolge sind zwei Netzwerkgleichungen des Typs I D = f(u GS) erforderlich, bei denen nur die Steuerspannung U GS und nicht U DS auftaucht: (1) I D,M2 R 10 U GS,M2 = 0 (2) I D,M2 = I D,M1 + U GS,M1 / R3 Mit den Transistorgleichungen (bei Annahme: "Stromquellenbetrieb"): (3) I = β /2 ( U 4V ) 2 D,M2 M2 GS,M2 (4) I = β /2 ( U 1V ) 2 D,M1 M1 GS,M1 sind für die vier Unbekannten I D,M1, I D,M2, U GS,M1 und U GS,M2 vier Gleichungen gegeben. Daraus erhält man die gesuchten Arbeitspunktströme I D,M1 (A) und I D,M2 (A). Bild L10-15 zeigt die graphische Lösung zur Bestimmung des Arbeitspunktstromes I D,M2 (A) von M 2. Der Drainstrom wird dabei herausfliessend positiv gezählt. Der Graph der Gleichung (1) ist eine durch den Ursprung gehende Gerade, der Graph der Gleichung (3) ist die quadratische Kennlinie (bei Annahme U DS U DSP). Der Schnittpunkt der beiden Graphen (1) und (3) ist der gesuchte Arbeitspunkt Bild L10-15: Zur Arbeitspunktbestimmung von U DS bzw. U SD von M 1 bzw. M2 I D,M2 (A) = 0,72mA und U GS,M2 (A) = 2,9V Bei bekanntem I D,M2 lässt sich dasselbe Verfahren für die Gleichungen (2) und (4) anwenden. Wegen der Hochohmigkeit von R 3 ist U GS,M1 / R3 vernachlässigbar. Somit ist I D,M1 (A) = 0,72mA und U GS,M1 (A) = 2,55V

16 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-16/18 Sind die Arbeitspunktströme I D,M1 (A) und I D,M2 (A) bekannt, so müssen als nächstes die Spannungen U DS bzw. U SD im Arbeitspunkt bestimmt werden. Bei gegebener Spannung U GS,M1 (A) erhält man über R 1 und R 2 die Spannung an Knoten 2: U DS,M1 (A) = 3,83V Somit ergibt sich für die Spannung U SD des Transistors M 2: U SD,M2 (A) = 3,27V Die Grenzspannung U DSP,M1 für "Stromquellenbetrieb" von M 1 ist: U DSP,M1 = U GS,M1 U P,M1 = 1,55V Der Transistor M 1 weist eine Drain-Source-Spannung U DS,M1 > UDSP,M1 auf, somit kann der angenommene "Stromquellenbetrieb" bestätigt werden, solange diese Bedingung erfüllt ist. Dieselbe Betrachtung für den Transistor M 2 angestellt: Es muss U SD,M2 > U GS,M2 U P,M2 sein, bei Bild L10-16: Zur Arbeitspunktbestimmung von U DS bzw. U SD von M 1 bzw. M2 U DSP,M2 = 1,1V Auch hier kann die Annahme U SD,M2 > U DSP,M2 bestätigt werden, so dass der angenommene "Stromquellenbetrieb" gegeben ist. 16 von :42

17 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-17/18 In den gegebenen Arbeitspunkten ergeben sich nach Linearisierung folgende Steilheiten: g m,m1 = 1/1075 Ω und g m,m2 = 1/760 Ω Der Transistor M 2 wird nicht angesteuert. Demzufolge wirkt nur der Innenwiderstand seiner Stromquelle als Belastung am Knoten 2. Aufgrund der Seriengegenkopplung wird der Innenwiderstand r DS,M2 näherungsweise um den Faktor ( 1 + g m,m2 R 10 ) erhöht. Zusammen mit R 2 und dem Innenwiderstand r DS,M1 des Transistors M 1 ergibt sich für den Lastkreis: R L * = R 2 r DS,M1 r DS,M2 ( 1 + g m,m2 R 10 ) Bei Vernachlässigung der Innenwiderstände r DS,M1 und r DS,M2 erhält man als Verstärkung am Knoten 1 nach Knoten 2: V 21 = U 2 / U 1 = g m,m1 R L* g m,m1 R 2 = 93 Wegen der Transimpedanzbeziehung betreffs des Rückkoppel-widerstandes R 2 ergibt sich für den Eingangswiderstand Z 11' : Bild L10-17: AC-Ersatzanordnung für Beispiel 3 Z 11' = R 3 R 2 / ( 1 + g m,m1 R L * ) 1kΩ Der Eingang wirkt somit relativ niederohmig. 17 von :42

18 18 von :42 ELEKTRONIK 2 SCHALTUNGSTECHNIK L10-18/18 Abschließend soll von Beispiel 3 noch die Ausgangsaussteuerbarkeit untersucht werden. Bild L10-18 zeigt die Ausgangsaussteuerbarkeit. Zunächst wird die Ausgangskennlinie des Transistors M 1 im Arbeitspunkt I D,M1 (A) = 0,71mA dargestellt. Für U 2 = U DS,M1 > 1,55V ergibt sich der geforderte "Stromquellenbetrieb". Als nächstes wird die Ausgangskennlinie von M 2 dargestellt unter Berücksichtigung von R 2, der quasi den Innenwiderstand von M2 verschlechtert. Im Arbeitspunkt teilt sich die Versorgungsspannung U B = 10V auf R 10, U SD,M2 und U DS,M1 auf. Die Spannung an R 10 beträgt im Arbeitspunkt ca. 2,9V. Somit beträgt die Summe aus U DS,M1 + U SD,M2 = 7,1V. Für Verstärkerbetrieb müssen beide Transistoren als "Stromquelle" arbeiten, was in dem skizzierten Aussteuerbereich der Fall ist. Bild L10-18: Zur Ausgangsaussteuerbarkeit im Arbeitspunkt Ausgangskennlinie von M 1 bei ID,M1 (A) Ausgangskennlinie von M 2 mit R 2 bei ID,M1 (A)