DREHSTROMANTRIEBE GRUNDLAGEN M K D06 10/96 ANTRIEBSTECHNIK. s > 1 s < 1

Transkript

1 DREHSTROMANTRIEBE GRUNDLAGEN M M K n M K ' s > 1 s < D06 ANTRIEBSTECHNIK 10/96

2 KEB D06 10/96

3 ANTRIEBSTECHNIK SEITE 1. Bedeutung von Drehstromantrieben 4 2. Der Drehstrom-Asynchronmotor (DASM) Prinzipieller Aufbau und Wirkungsweise Bauformen Erläuterungen zum Typenschild 8 3. Der DASM am Netz Einphasiges Ersatzschaltbild Kennlinien des DASM Motor- / Generatorbetrieb Verhalten bei Spannungsabsenkung Charakteristische Motordaten Betriebsarten des Motors Weitere Motorentypen und ihre Eigenschaften Verschiebe-Anker-Bremsmotor Bremsmotoren Synchronmotor Reluktanzmotor Drehfeldmagnete 23 3

4 SEITE 6. Der Frequenzumrichter (FU) Prinzipieller Aufbau Drehspannungserzeugung mit Pulsweitenmodulation (PWM) Eingangs- und Ausgangsgrößen Eingangsspannung, Eingangsstrom Zwischenkreisspannung Ausgangsspannung, Ausgangsstrom Messung von Strömen und Spannungen Interne Schutzfunktionen / KEB-COMBIVERT Zusammenspiel von Frequenzumrichter (FU) und Drehstromasynchronmotor (DASM) Prinzip der Drehzahlstellung Motorkennlinien bei Umrichterbetrieb Boost-Einstellung Betrieb eines 230 V-Motors am 400 V-Umrichter / 87 Hz-Kennlinie Verhalten im generatorischen Betrieb Berechnung eines Bremswiderstandes Lastkennlinien / "Abkippen" des Antriebes Dynamische Vorgänge ( Beschleunigen / Verzögern) Bedeutung der Schutzfunktionen ("Keep on running") 63 MF

5 ANTRIEBSTECHNIK SEITE 7.9 Gleichstrom - (DC-) Bremsung Schalten am Ausgang / lange Motorzuleitung Umrichterrückwirkungen Spezielle Probleme Gegenüberstellung Netzbetrieb / Umrichterbetrieb Betrieb von Reluktanzmotoren an Frequenzumrichtern Typische Fehler beim Anschluß und bei der Parametrierung von Frequenzumrichtern Die Umgebung des Frequenzumrichters Vernetzung von Frequenzumrichtern, serielle Schnittstellen 84 KEB übernimmt keine Verantwortung für Fehler und "Mißverständnisse" im Zusammenhang mit Angaben in Katalogen, Handbüchern oder anderem gedruckten Material. 5

6 1. Bedeutung von Drehstromantrieben Seit jeher besteht in weiten Bereichen der Antriebstechnik die Forderung, Antriebe in ihrer Drehzahl zu verstellen, um damit Prozeßabläufe optimal steuern zu können. Wurde dieses früher praktisch ausschließlich auf mechanischem Wege, z.b. mit Hilfe von Verstellgetrieben, bewerkstelligt, so sind heute dank der großen Fortschritte in der Elektronik weit elegantere, universell einsetzbare Antriebskonzepte möglich geworden. Nachdem zu Beginn dieser Entwicklung vornehmlich drehzahlverstellbare Gleichstromantriebe den Markt beherrschten, gewinnen heute mehr und mehr die Drehstromantriebe, bestehend aus Frequenzumrichter und Asynchronmotor, an Bedeutung. Die Gründe für diese Entwicklung sind folgende: Wartungsarmut und Robustheit der Asynchronmaschine, Betrieb auch in explosionsgefährdeter Umgebung möglich, hohes Leistungsgewicht des Asynchronmotors, Möglichkeit, höchste Drehzahlen zu fahren, günstiger Anschaffungspreis des Asynchronmotors, ständige Verbesserung der Umrichtertechnologie bei gleichzeitiger Senkung der Kosten. Die Hauptanwendungsgebiete für Frequenzumrichter finden sich bei: Pumpen- und Lüfterantrieben, Verdichtern, Förder- und Transportanlagen, Textilmaschinen, Werkzeugmaschinen und Holzbearbeitungsmaschinen, Verpackungsmaschinen, Robotern und Handlingsystemen, Anlagen zur Bleich- oder Papierherstellung. Der größte Anteil der Antriebe ist dabei im Leistungsbereich bis ca. 4 kw zu finden. MF

7 ANTRIEBSTECHNIK 2. Der Drehstrom- Asynchronmotor (DASM) Elektromotoren lassen sich prinzipiell in zwei Kategorien einteilen: in Gleichstrommotoren und in Wechselstrom- bzw. Drehstrommotoren. Unter letzteren hat besonders der Drehstromasynchronmotor mit Käfigläufer aufgrund seines robusten Aufbaus und günstigen Preises große Bedeutung erlangt und soll daher im folgenden ausführlicher beschrieben werden. 2.1 Prinzipieller Aufbau und Wirkungsweise Der Ständer des DASM besteht aus einem Blechpaket, in das die Drehstromwicklung, bestehend aus den 3 Wicklungssträngen U, V und W, eingelegt ist. Die Wicklungsenden sind auf das Klemmbrett herausgeführt und können dort in Stern oder Dreieck verdrahtet werden. Der Läufer besteht aus einem Blechpaket, in das über den Umfang mehrere Stäbe eingebettet sind, deren Enden über sogenannte Kurzschlußringe verbunden sind. (--> Abb. 1) (Käfigläufer) Abb. 1 Prinzipieller Aufbau des Käfigläufers N U 2 W 1 V 2 U 1 Ständer (Stator) Läufer V 1 W 2 S Durch die geometrische Anordnung der Ständerwicklungen entsteht bei Speisung des DASM mit einer Drehspannung ein Kreisdrehfeld, d.h. ein magnetisches Feld, das im Luftspalt umläuft und dabei im Läuferkäfig eine Spannung induziert. Diese Spannung ruft in den Läuferstäben wiederum einen Strom I 2 hervor, der zusammen mit dem Ständerfluß φ ein Drehmoment M i erzeugt. Gleichung 1 Gleichung 2 M i ~ φ. I 2 Da der Ständerfluß φ mit der Winkelgeschwindigkeit ω umläuft, muß der Läufer versuchen, dieser Geschwindigkeit zu folgen. Dieses gelingt jedoch nur, wenn der Motor im Leerlauf, d.h. ohne Lastmoment läuft. Es stellt sich dann die folgende synchrone Drehzahl ein: f [Hz] f. n 1 = = 1 1 p [ p min ] 7

8 n 1 : f 1 : synchrone (Leerlauf-) Drehzahl Frequenz der Speisespannung p: Polpaarzahl des Motors Wird der Motor belastet, so kann der Läufer dem Ständerdrehfeld nicht mehr folgen; die induzierte Läuferspannung steigt an. Damit steigt auch der Läuferstrom so weit an, bis das Motormoment M i dem Lastmoment das Gleichgewicht hält. Die Differenz aus Läuferdrehzahl n und synchroner Drehzahl n 1 wird als Schlupfdrehzahl n s bezeichnet. Gleichung 3 n s = n 1 - n Der Schlupf s ist das prozentuale Verhältnis der Schlupfdrehzahl zur synchronen Drehzahl. Gleichung 4 n s n 1 s = = n 1 - n n 1 Gleichung 5 Damit gilt gleichzeitig: n = n 1. (1-s) Gleichung 6 Der Läuferstrom besitzt die Schlupffrequenz f 2 = s. f 1 MF

9 ANTRIEBSTECHNIK 2.2 Bauformen Beim DASM unterscheidet man zwei Gattungen: Motoren mit Käfigläufer Motoren mit Schleifringläufer Während die ersteren einen von außen nicht zugänglichen Läuferkäfig aus Kupfer- oder Aluminiumstäben besitzen, haben Schleifringläufermotoren auch im Läufer eine Drehstromwicklung, deren Enden auf Schleifringe an der Welle herausgeführt sind (daher der Name!). Werden diese Enden kurzgeschlossen, entspricht das Verhalten des Motors dem eines Käfigläufers. Es besteht jedoch auch die Möglichkeit, die Schleifringe über Widerstände miteinander zu verbinden und damit den Läuferwiderstand und somit die Motorkennlinien zu beeinflussen oder die im Läufer umgesetzte Energie ins Netz zurückzuspeisen (untersynchrone Stromrichterkaskade) und damit gleichzeitig die Drehzahl in gewissen Grenzen zu variieren.trotz dieser Vorteile werden heute fast ausschließlich Käfigläufermotoren eingesetzt, da sie preisgünstiger und weniger verschleißbehaftet sind (keine Schleifringe). Die Drehzahlverstellung wird bei ihnen mit Frequenzumrichtern vorgenommen. Eine besondere Untergruppe der Käfigläufermotoren sind die Trommelmotoren (Außenläufermotoren). Bei ihnen sind die Statorwicklungen starr auf der fest montierten Welle untergebracht, während der Läufer (das Gehäuse) außen sitzt und die Arbeitsmaschine direkt antreibt (z.b. ein Förderband). U 1 U 1 Abb. 2 Vergleich Schleifringläufer / Käfigläufer Schleifringläufer I 1 I 2 U2 f 2 = s. f 1 Käfigläufer I 1 I 2 f 2 = s. f 1 W 1 V 2 Ständer (Stator) Abb. 3 Trommelmotor U 2 U 1 Läufer V 1 W 2 9

10 2.3 Erläuterungen zum Typenschild Auf dem Typenschild des Motors finden sich nach VDE 0530 eine Reihe wichtiger Kenngrößen des Motors. Anhand eines Beispiels sollen diese Angaben nun erläutert werden. Abb. 4 Typenschild 3 ~ Mot. 71 1,10 / 1,95 A 1410 min -1 Y/ 380/220 V cosϕ 0,75 0,37 kw Is.Kl. B IP Hz VDE 0530/84 3 ~ Mot.71: Drehstrommotor, dessen Wellenmitte sich 71 mm über der Befestigungsplatte befindet. 1,10/1,95 A: Nennstrom bei Sternschaltung 1,1 A Nennstrom bei Dreieckschaltung 1,95 A 1410 min -1 : Nenndrehzahl des Motors 1410 min -1 Y/ 380/220 V: Wicklung ist für eine Anschlußspannung von 380 V bei Sternschaltung bzw. 220 V bei Dreieckschaltung ausgelegt. cosϕ 0,75: Der Leistungsfaktor des Motors beträgt 0,75 Wirkleistung P cosϕ = = Scheinleistung S 0,37 kw: Der Motor ist für eine Nennleistung von 0,37 kw (Leistung an der Welle) ausgelegt. MF

11 ANTRIEBSTECHNIK Is.Kl. B: Der Kennbuchstabe gibt die zulässige Wicklungstemperatur im Dauerbetrieb an. Folgende Isolierstoffklassen sind definiert: E = 120 C B = 130 C (Standard) F = 155 C H = 180 C IP 54: Mechanische Schutzart IP 54 = staub- u. spritzwassergeschütztes Gehäuse 50 Hz: Nennfrequenz des Motors (bei Betrieb am Netz) VDE 0530/84: gibt an, daß der Motor den genannten VDE-Bestimmungen entspricht Das Nennmoment des Motors läßt sich aus den Typenschildangaben leicht berechnen: Gleichung 7 P M n [Nm] = n [kw] ,37 kw = = 2,5 Nm n n [min -1 ] 1410 min -1 Für die aufgenommene Scheinleistung gilt: Gleichung 8 S = 3. U 1. I 1 = V. 1,1 A = 724 W Die aufgenommene Wirkleistung beträgt dann: Gleichung 9 P = S. cosϕ = 724 W. 0,75 = 543 W und damit der Wirkungsgrad des Motors: Gleichung 10 P ab P zu 370 W η = = = 0,68 = 68 % 543 W 11

12 3. Der DASM am Netz 3.1 Einphasiges Ersatzschaltbild Das elektrische Verhalten der DASM läßt sich aus dem einphasigen Ersatzschaltbild ableiten (--> Abb. 5). I 1 R 1 X 1σ I 1 I 2 ' X 2σ ' R 2 ' I 0 I FE Iµ Abb. 5 U 1 R FE U i X h R 2 '. 1 - s s P 2 Dabei bedeuten: R 1 = Ohmscher Widerstand des Ständers X σ1 = Streublindwiderstand des Ständers R Fe = Eisenverluste X h = Blindwiderstand der Hauptinduktivität X σ2 ' = Streublindwiderstand des Läufers R' 2 = Gedachter ohmscher Ersatzwiderstand für die Leistungsverluste des Rotors (Kupferverluste) 1-s R'. 2 s = Gedachter ohmscher Ersatzwiderstand für die an der Welle abverlangte Leistung P 2 MF

13 ANTRIEBSTECHNIK Aus dem Ersatzschaltbild läßt sich auch das Leistungsflußdiagramm der Asynchronmaschine ableiten. Ein Teil der zugeführten elektrischen Leistung wird im Ständerwiderstand R 1 in Wärme umgewandelt (P CU1 ), ein weiterer (geringerer) Teil geht in Form von Eisenverlusten (P Fe ) an R Fe verloren. Der verbleibende Teil der Leistung (P δ ) wird über den Luftspalt auf den Läufer übertragen. Dort fällt am Läuferwiderstand R 2 ' wieder eine Verlustleistung (P Cu2 ) ab. Die verbleibende Leistung steht nach Abzug der Reibungsverluste P Reib (Lager, Lüfterverluste) als mechanische Leistung an der Welle zur Verfügung (--> Abb. 6). P zu Abb. 6 Leistungsflußdiagramm des Asynchronmotors Ständer Läufer P δ Luftspalt P Fe P Cu1 (Ständerwicklung) P Cu2 (P V, Läuferwicklung) P Reib P mech (Welle) 13

14 3.2 Kennlinien des DASM Gleichung 11 Gleichung 12 Das innere Drehmoment M i des DASM läßt sich mit folgender Formel berechnen: M i = U 2 π n. i 1 X R 2 ' X 2σ ' + s. 2σ ' s. X 2σ ' R 2 ' ( ) Es gilt somit der Zusammenhang: M i ~ U i 2 Gleichung 13 Gleichung 14 Das maximal mögliche Moment des DASM wird als Kippmoment M k bezeichnet. Auch hier gilt wieder: M k ~ U i 2 Durch die sog. Kloss'sche Formel wird der Zusammenhang zwischen Drehmoment und Kippmoment dargestellt: M = M k. s ks 2 + s s k (s k : Kippschlupf) Aus dieser Formel resultiert die Drehzahl-Drehmoment-Kennlinie des Asynchronmotors (--> Abb. 7). Aus Abb. 7 geht ebenfalls hervor, daß der Motorstrom mit steigendem Schlupf stetig zunimmt bis etwa zum 2,5... 9fachen Nennstrom im Anlaufpunkt (s = 1). Da der Motor auch im Leerlauf eine Magnetisierungsblindleistung benötigt, fließt in diesem Betriebspunkt ein Leerlaufstrom I 0 > 0. I M,P,I Arbeitsbereich M K cosϕ I M K : Kippmoment Abb. 7 Kennlinien des Drehstrom- Asynchronmotors M P el cosϕ P mech 1,4 1,3 1,1 0,9 0,2 0,1 0-0,1 1,2 1 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3-0,2-0,3-0,2 0 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 1,2 1,3-0,4-0,3-0,1 0,1 0,8 0,9 1 1,1 normaler Betriebsbereich P el Verluste P mech M s n n d Gegenlauf Motor Generator Bremsen Antreiben Bremsen MF

15 ANTRIEBSTECHNIK Vernachlässigt man im Ersatzschaltbild (Abb. 5) alle Streu- und Verlustwiderstände, was für grobe Betrachtungen insbesondere bei größeren Motorleistungen durchaus zulässig ist, so ergibt sich das folgende stark vereinfachte Ersatzschaltbild: I 1 R 1 = 0 I 2 ' R 2 '. 1 - s s Abb. 8 U 1 U i X h R 2 ' = 0 Iµ Der Ständerstrom I 1 teilt sich somit in den konstanten Magnetisierungsstrom Iµ und einen schlupf- und damit lastabhängigen Läuferstrom I 2 auf. Da beide Ströme zueinander um 90 phasenverschoben sind, müssen sie geometrisch addiert werden (Abb. 9). Abb. 9 Gleichung 15 U 1 I 1 I 2 ' I 1 2 = Iµ 2 + I 2 ' 2 Iµ Gleichung 16 Für kleine Schlupfwerte (schraffierter Bereich in Abb. 7) gilt die Beziehung I 2 ' ~ s. Gleichung 17 Mit M ~ φ. I 2 ' und φ = const. folgt daraus: M ~ s (linearer Bereich der Kennlinie). 15

16 3.3 Motor- / Generatorbetrieb Je nach Richtung des Lastmomentes wird der Asynchronmotor motorisch oder generatorisch belastet. Es gilt: Motorbetrieb: Drehmoment und Drehzahl haben gleiches Vorzeichen (wirken in die gleiche Richtung); der Motor nimmt Leistung aus dem Netz auf. 0 < s < 1 n < n 1 Generatorbetrieb: Drehmoment und Drehzahl haben unterschiedliche Vorzeichen (wirken in entgegengesetzte Richtungen); der Motor speist Leistung in das Netz ein. s < 0 n > n 1 Der Betriebsbereich s > 1 wird als Gegenlauf-Bereich bezeichnet, da Drehfeld und Drehzahl unterschiedliche Richtungen haben. Eine Umkehrung der Drehrichtung erreicht man beim Asynchronmotor durch Vertauschen von 2 Phasen. Dabei versteht man unter Rechtslauf Drehung im Uhrzeigersinn, unter Linkslauf Drehung gegen den Uhrzeigersinn (jeweils von der Antriebsseite her betrachtet). Die Betriebsbereiche des Motors lassen sich in den 4 Quadranten folgendermaßen darstellen: M Generator Linkslauf Motor Rechtslauf Abb. 10 II I -n n III IV Motor Linkslauf Generator Rechtslauf -M MF

17 ANTRIEBSTECHNIK 3.4 Verhalten bei Spannungsabsenkung Nach Gl. 12 gilt M i ~ U i2. Vernachlässigt man den ohmschen Ständerwiderstand R 1, so gilt U i = U 1. Eine Absenkung der Eingangsspannung hat einen verringerten Fluß (Feldschwächung) und einen verringerten Läuferstrom I 2 ' zur Folge und wirkt sich somit quadratisch auf das Drehmoment aus: M ~ φ. I 2 '. So hat z.b. eine Spannungsabsenkung um 10 % bereits einen Rückgang des Momentes um 19 % zur Folge. An Abb. 11 erkennt man den Einfluß einer Spannungsabsenkung auf die Drehzahl-Drehmoment-Kennlinie des DASM. M U > U n Abb. 11 U = U n U < U n M L n 1 n Anlaufmoment und Kippmoment gehen quadratisch mit der Spannung zurück, im Bereich zwischen Kippunkt und Leerlaufpunkt verläuft die Kennlinie flacher als bei voller Netzspannung. Weiter wird aus Abb. 11 ersichtlich, daß bei konstantem Lastmoment der Schlupf des Motors mit abnehmender Spannung U zunimmt. Dies wird auch dadurch erklärlich, daß der für das Drehmoment verantwortliche Läuferstrom I 2 ' bei geringerer Speisespannung U nur über einen kleineren bezogenen Läuferwiderstand R 2 /s und damit einen größeren Schlupf s aufrechterhalten werden kann. Genauso, wie eine Spannungsabsenkung einen flacheren Kennlinienverlauf der M-n-Kennlinie zur Folge hat, erzeugt eine Spannungserhöhung eine steilere Kennlinie und damit einen reduzierten Schlupf bei konstantem Lastmoment. Dabei muß jedoch darauf geachtet werden, daß der Motor nicht übersättigt wird, da sich sonst eine Spannungserhöhung nur in Form zusätzlicher Eisenverluste (hoher Magnetisierungsstrom) auswirken würde. Die Auswirkungen der Spannungsanhebung werden später noch einmal beim Betrieb des Motors am Frequenzumrichter betrachtet (--> Boost, Generatorbetrieb). 17

18 Folgende Tabelle soll einen groben Überblick über charakteristische Daten von 4poligen DASM unterschiedlicher Baugrößen geben: 3.5 Charakteristische Motordaten Motordaten Motornennleistung 0,37 kw 1,5 kw 11 kw 75 kw s n 8 % 6 % 2,7 % 1,5 % n n 1380 min min min min -1 M n 2,5 Nm 10,2 Nm 72 Nm 484 Nm η 62 % 75 % 86 % 95 % cosϕ 0,76 0,82 0,85 0,86 R 1 20 Ω 5 Ω 0,8 Ω 0,1 Ω M A M n 1, M k M n 1,8... 3,5 I A I n 2,5... 9,0 (mit der Leistung steigend) s n : Nennschlupf n n : Nenndrehzahl M n : Nennmoment η: Wirkungsgrad cosϕ: R 1 : M A : M k : I A : I n : Leistungsfaktor ohmscher Ständerwiderstand Anlaufmoment Kippmoment Anlaufstrom (bei Netzbetrieb) Nennstrom MF

19 ANTRIEBSTECHNIK 4. Betriebsarten des Motors Man unterscheidet beim Betrieb eines Motors vier Betriebsarten. Diese unterscheiden sich nach der Einschaltdauer (ED) und den Maschinenerwärmungs-Kennlinien. Die Einschaltdauer errechnet sich aus: Belastungsdauer ED = % Belastungsdauer + Pause Es gibt den Dauerbetrieb (DB), Kurzzeitbetrieb (KB), Aussetzbetrieb (AB) und den Dauerbetrieb mit Aussetzbelastung (DAB). Bei Dauerbetrieb (DB) S1 ist die Betriebsdauer bei Nennleistung so lang, daß die Beharrungstemperatur erreicht wird. Dies ist bei normalen Motoren der Fall. Sie dürfen dauernd mit ihrem Nennmoment belastet werden. ϑ P Abb. 12a Dauerbetrieb (DB) S1 ϑ P Zeit t Bei Kurzzeitbetrieb (KB) S2 ist die Betriebsdauer so kurz, daß die Beharrungstemperatur nicht erreicht wird. In der anschließenden längeren Pause kühlt der Motor sich auf die Ausgangstemperatur ab. Spieldauer Abb. 12b Kurzzeitbetrieb (KB) S2 ϑ P Pause P ϑ Zeit t 19

20 Bei Aussetzbetrieb (AB) S3 sind die Pausen so kurz, daß der Motor sich nicht auf die Raumtemperatur abkühlen kann. Spieldauer P Abb. 12c Aussetzbetrieb (AB) S3, S4, S5 ϑ P ϑ Zeit t Bei Durchlaufbetrieb mit Aussetzbelastung (DAB) S6 kann sich der Motor in den Leerlaufpausen ebenfalls nicht auf die Umgebungstemperatur abkühlen. Abb. 12d Durchlaufbetrieb mit Aussetzbelastung (DAB) S6 ϑ P P ϑ Zeit t Motoren, die über Frequenzumrichter angesteuert werden, arbeiten bei Dauerbetrieb in der Betriebsart S1, im Aussetzbetrieb in der Betriebsart S3. MF

21 ANTRIEBSTECHNIK 5. Weitere Motorentypen und ihre Eigenschaften Ständer Läufer 5.1 Verschiebe- Anker-Bremsmotor a) Abb. 13 δ Bremsbelag Feder b) Bei einem Verschiebe-Anker-Bremsmotor sind Ständer und Rotor konisch aufgebaut. Auf der einen Seite des Rotors befindet sich ein Bremsbelag, gegen die andere Seite drückt eine Feder. Ist der Motor spannungsfrei, so wird der Rotor durch die Feder gegen eine Bremsscheibe gedrückt und somit festgehalten. Beim Einschalten des Motors wird durch das Magnetfeld des Ständers der Rotor aus seiner Ruhelage herausgezogen. Nun ist ein normaler Motorbetrieb möglich (geringer Luftspalt). Um den Motor aus seiner Ruhelage zu bekommen, wird ein größerer Strom benötigt als beim Anlauf eines normalen Asynchronmotors. Dieses kann bei Frequenzumrichterbetrieb durch Einstellen von Boost erreicht werden. Der Frequenzumrichter muß für den Betrieb von Verschiebe-Anker-Bremsmotoren in der Regel um zwei Größen überdimensioniert werden. 21

22 Bei diesem Betrieb stößt man auf eine untere und obere Grenze im Frequenzbereich. Die untere Grenze liegt bei ca. 5 bis 10 Hz und wird dadurch begrenzt, daß der Anker wieder einfällt, da das Moment nicht mehr groß genug ist, um den Rotor gegen die Federkraft im gelüfteten Zustand zu halten bzw. der Strom überproportional ansteigt. Die obere Grenze liegt bei ca. 55 bis 65 Hz und wird durch die Feldschwächung und das Lastmoment bestimmt (Rotor fällt wieder ein) --> Abb. 14. U V Abb. 14 f min f max f Hz 5.2 Bremsmotoren Als Bremsmotoren werden Motoren mit einer Federdruckbremse ausgestattet. Sie haben folgende Aufgaben: Begrenzung des Nachlaufes nach dem Abschalten, Halten des Antriebes in einer definierten Position, Erhöhung der Schalthäufigkeit des Motors. Für die Ansteuerung bei Umrichterbetrieb gibt es zwei Möglichkeiten: Zum einen kann die Bremse vom Umrichter bei abgeschalteter Modulation oder frequenzabhängig und bei Fehlermeldungen angesteuert werden. Zum anderen besteht die Möglichkeit, durch gleichzeitiges Schalten von Reglerfreigabe und Bremse den Motor zu stoppen. Bremsmotoren finden auf den verschiedensten Gebieten Anwendung, z.b. als Stellantriebe und Vorschubantriebe, bei Werkzeugmaschinen, bei Kränen und Aufzügen, für Förderbänder. 22

23 ANTRIEBSTECHNIK 5.3 Synchronmotor Synchronmotoren haben konstante Betriebsdrehzahlen, die sich auch bei normalen Lastschwankungen nicht ändern. Sie arbeiten mit dem Schlupf s = 0 %. Synchronmotoren ziehen im nicht synchronen Betrieb ein Vielfaches des Nennstroms. Bei Überlast geraten sie außer Tritt. Frequenzumrichter müssen für Synchronmotoren auf den Strom ausgelegt und entsprechend überdimensioniert werden. Im allgemeinen werden Synchronmotoren jedoch nicht als Antriebsmotoren, sondern vielmehr als Stromerzeugungsaggregate verwendet, da sie deutlich teurer sind als Asynchronmotoren. 5.4 Reluktanzmotor N N Abb. 15 S S Käfigwicklung S S N N Reluktanz-Läufer Reluktanzmotoren sind selbstanlaufende, unerregte Synchronmotoren. Der mechanische Aufbau ist identisch mit normalen Drehstromasynchronmotoren. Der Läufer erhält jedoch 2p Reluktanznuten und wird dadurch magnetisch unrund. --> Abb. 15 Wird ein solcher Läufer in ein Drehfeld mit ebenfalls 2p Polen gebracht, so versucht er immer die Stellung des höchsten magnetischen Energiegehaltes einzunehmen, d.h. er läuft synchron mit. Gute Betriebseigenschaften erhält man nur, wenn die Polzahlen von Ständer und Läufer übereinstimmen. Aus diesem Grunde ist es nicht möglich, polumschaltbare Reluktanzmotoren mit für beide Drehzahlen vertretbaren Betriebseigenschaften herzustellen. 23

24 Durch den ebenfalls vorhandenen Kurzschlußläuferkäfig läuft der Motor nach dem Einschalten asynchron bis nahe an die synchrone Drehzahl hoch. In diesem Betriebspunkt ist dem asynchronen Drehmoment ein Pendelmoment mit der verbleibenden Schlupffrequenz überlagert. Ob der Motor synchronisiert ("in Tritt fällt"), hängt davon ab, ob das verbleibende Beschleunigungsmoment (= asynchrones Moment + positives Pendelmoment - Lastmoment) ausreicht, das gesamte Trägheitsmoment während der letzten (elektrischen) Umdrehung auf die synchrone Drehzahl zu beschleunigen. Hieraus folgt, daß die Angabe eines sog. "Intrittfallmomentes" allgemein nicht möglich ist. Im synchronen Betrieb gleicht der Motor einer Drehfeder, die unter Belastung gegen das Drehfeld verdreht wird. Wird hierbei das synchrone Kippmoment überschritten, fällt der Motor außer Tritt und läuft asynchron weiter. Dieser Betriebszustand führt bei längerer Dauer zur thermischen Zerstörung des Motors infolge erhöhter Stromaufnahme und ist daher zu vermeiden. Da der Reluktanzmotor - wie auch jeder andere Synchronmotor - zusammen mit den externen Schwungmassen ein schwingfähiges Feder-Masse-System darstellt, können bei bestimmten Drehzahlen Eigenresonanzen auftreten. Besonders bei in größeren Drehzahlbereichen zu betreibenden Regelantrieben kann diese Tatsache Probleme bereiten und ist daher vor Serieneinsatz sorgfältig zu überprüfen. Reluktanzmotoren sind wegen des einfachen Aufbaus im Vergleich zu Synchronmotoren besonders preiswert und robust. Dieser Vorteil wird allerdings erkauft durch einen schlechteren Wirkungsgrad und einen im allgemeinen wesentlich schlechteren Leistungsfaktor (cosϕ = 0,3... 0,7) sowie ein größeres Volumen als bei normalen Asynchronmotoren. Meist sind Reluktanzmotoren in Y-Schaltung 220 V verdrahtet. Es ist auf den Strom zu achten (z.b. 1,4 kw / 10,5 A). Der Frequenzumrichter für solch einen Motor muß unbedingt auf den Strom ausgelegt werden. Außerdem sollte man sich erkundigen, ob eine Umverdrahtung möglich ist. Anwendung findet der Motor überall dort, wo gleichlaufende Antriebe benötigt werden, z.b. Förderbänder, Textilmaschinen usw. M Nm Abb. 16 Drehzahl- Drehmoment- Kennlinie eines Reluktanzmotors im Tritt / Synchronbetrieb n s n 1/min 24

25 ANTRIEBSTECHNIK 5.5 Drehfeldmagnete Drehfeldmagnete sind Drehstrom-Asynchronmotoren mit besonderer Läuferform. Sie sind elektrisch so bemessen, daß sie bei Nennspannungen mit festgebremster Welle im Dauer- bzw. Aussetzbetrieb eingeschaltet bleiben können und dabei ihr größtes Drehmoment, das Stillstandmoment, entwickeln. Der Motornennstrom wird für den Stillstand angegeben. Diese Motoren werden meistens eingesetzt für: Stellantriebe, Unterstützungsantriebe, Wickelantriebe und Antriebe mit extremer Schalthäufigkeit am Netz. M Nm M n abnehmende Eingangsspannung U 1 Abb. 17 M n = Moment im Dauerbetrieb I A n 1/min n 1/min 25

26 6. Der Frequenzumrichter (FU) 6.1 Prinzipieller Aufbau In Abb. 18 ist der grundsätzliche Aufbau des Leistungsteils eines Frequenzumrichters mit Gleichspannungszwischenkreis (sog. U - Umrichter ) dargestellt. Abb. 18 L1 L2 (L3) U N ~ = R U ZK C = ~ U V W M 3 ~ Netzgleichrichter Zwischenkreis Wechselrichter Motor Der Netzgleichrichter besteht aus einer ungesteuerten ein- oder dreiphasigen Brückenschaltung, wobei die einphasige Ausführung nur auf kleine Leistungen beschränkt ist. Seine Aufgabe ist es, die Wechselspannung des Netzes in eine Gleichspannung umzuwandeln, die durch den Zwischenkreiskondensator geglättet wird, so daß im Idealfall (Umrichter unbelastet) der Zwischenkreis auf eine Spannung von Gleichung 18 U ZK = 2. U N aufgeladen ist. Da beim Aufladen des Zwischenkreiskondensators kurzzeitig sehr hohe Ströme fließen, die zur Auslösung der Eingangssicherungen oder sogar zur Zerstörung des Netzgleichrichters führen würden, muß der Ladestrom auf ein zulässiges Maß begrenzt werden. Man erreicht dies durch den Einschaltstrom-Begrenzungswiderstand R in Reihe zum Kondensator, der nach erfolgter Aufladung des Kondensators z. B. durch ein Relais überbrückt wird und somit nur beim Einschalten des Umrichters aktiv ist. Da zur Glättung der Zwischenkreisspannung eine große Kapazität erforderlich ist, führt der Kondensator nach der Trennung des Umrichters vom Netz noch für einige Zeit eine hohe Spannung, was durch eine sog. Charge-LED angezeigt wird. Die eigentliche Aufgabe des Frequenzumrichters, eine nach Frequenz und Amplitude variable Ausgangsspannung zur Steuerung eines Drehstrommotors zu erzeugen, übernimmt der Wechselrichter. Wie das geschieht, wird im folgenden Kapitel beschrieben. 26

27 ANTRIEBSTECHNIK 6.2 Drehspannungserzeugung mit Pulsweitenmodulation (PWM) Im Wechselrichter des Frequenzumrichters werden Transistoren eingesetzt, die im reinen Schaltbetrieb arbeiten. Während noch zu Beginn der 90er Jahre die Bipolartransistoren mit relativ kleinen Schaltfrequenzen bis 2 khz dominierten, kommen heute fast ausschließlich die verlustärmeren Feldeffekttransistoren sowie IGBT s, eine Synthese aus beiden Typen, zum Einsatz. Diese Transistortypen ermöglichen Schaltfrequenzen bis 16 khz und damit extrem geräuscharme Antriebe. Die Schaltung des Wechselrichters ist in Abb. 19 dargestellt. I Abb. 19 U ZK T 1 T 3 T 5 T 4 T 6 T 2 U V W M 3 ~ Wie an Abb. 19 zu erkennen ist, kann nur dann ein Stromfluß durch die Motorwicklung zustande kommen, wenn mindestens einer der 3 Transistoren T1, T3 und T5 sowie zusätzlich einer der 3 Transistoren T4, T6 und T2 durchgeschaltet ist. In der Praxis werden immer 3 Transistoren gleichzeitig angesteuert. Das Schema der Ansteuerung ist in Abb. 20 zu erkennen. T 1 Abb. 20 Zündfolge der Wechselrichterzweige (1 Zyklus) T 2 T 3 T 4 T 5 T

28 Da beim Abschalten eines Transistors der Strom aufgrund der Motorinduktivität nicht schlagartig zu Null werden kann, sind antiparallele Dioden erforderlich, auf die der Strom im Schaltaugenblick kommutieren kann (vgl. Abb. 22). Durch das zyklische Schalten der Wechselrichterzweige wechselt der Strom in den 3 Ausgangsphasen um 120 versetzt ständig seine Richtung, so daß ein symmetrisches Drehstromsystem entsteht, dessen Frequenz von der Zyklusdauer der Wechselrichterzündfolge (--> Abb. 20) abhängt und dessen Amplitude durch das Verhältnis von Einschaltdauer zu Ausschaltdauer der Transistoren bestimmt wird. Dieses Tastverhältnis ist bei der sinusbewerteten Pulsweitenmodulation zu Beginn und Ende einer Halbwelle klein, in der Mitte dagegen groß, so daß die Sinusform möglichst oberschwingungsarm angenähert wird (--> Abb. 21). 30 Hz Abb. 21 Ausgangsspannung des U-Umrichters (Pulsumrichter), prinzipielle Darstellung mit eingezeichneter Grundschwingung 20 Hz 10 Hz 28

29 ANTRIEBSTECHNIK Die vollständigen Strom- und Spannungsverläufe in der Wechselrichterphase U veranschaulicht Abb. 22. I T1 I D1 U Y T 1 T 3 T 5 I Last U M U ZK IT4 I D4 V W U UV T 4 T 6 T 2 3 ~ U V W Abb. 22 U UV U Y I Last I T1 I D1 I T4 I D4 Je höher die Taktfrequenz ist, d.h. die Frequenz, mit der die Transistoren während einer Halbwelle ein- und ausgeschaltet werden, umso genauer kann der Strom der Sinusform angenähert werden und umso geringer werden die zusätzlichen Verluste im Motor. Gleichzeitig verschieben sich die Oberschwingungen zu höheren Frequenzen, die bei Taktfrequenzen ab etwa 16 khz außerhalb des menschlichen Hörbereiches liegen. 29

30 6.3 Eingangs- und Ausgangsgrößen Eingangsspannung, Eingangsstrom Da die Strom- und Spannungsverläufe jedes Frequenzumrichters mehr oder weniger stark von der idealen Sinusform abweichen, sollen sie im folgenden genauer beschrieben werden. Die Eingangsspannung ist diejenige Umrichtergröße, die der idealen Sinusform am nächsten kommt. Abweichungen treten nur auf, wenn bei zu großen Netzimpedanzen oder Zuleitungswiderständen durch die Nachladeströme des Zwischenkreiskondensators im Bereich des Scheitelwertes nennenswerte Spannungsabfälle im Netz bzw. in den Zuleitungen auftreten (Abb. 23). 5 A / DIV 100 V / DIV Spannungseinbruch bei schwachen Netzen U I Abb. 23 Eingangsgrößen des Umrichters bei 1phasigem Anschluß Der Eingangsstrom besteht aus Stromspitzen, die immer genau dann auftreten, wenn der Zwischenkreiskondensator über den Eingangsgleichrichter nachgeladen wird. Dieser Nachladevorgang setzt ein, wenn die Zwischenkreisspannung U ZK auf den Betrag der augenblicklichen Netzspannung U N zurückgegangen ist und die Gleichrichterbrücke damit vom sperrenden in den leitenden Zustand übergeht. Der Spitzenwert des Stromes I 1 liegt etwa um den Scheitelfaktor über dem Effektivwert, was insbesondere auch bei der Dimensionierung des Zuleitungsquerschnittes und der Sicherungen zu beachten ist. Die Amplitude der Stromspitzen nimmt mit der Auslastung des Umrichters zu, da der Gleichrichter während der Nachladephase neben dem Ladestrom für den Zwischenkreiskondensator auch den Ausgangsstrom des Umrichters bereitstellen muß. Die in Abb. 23 dargestellten Strom- und Spannungsverläufe sind nicht nur bei Frequenzumrichtern, sondern grundsätzlich bei allen Geräten mit ungesteuerten Netzgleichrichtern (z.b. bei Geräten der Unterhaltungselektronik) anzutreffen. Der Netzleistungsfaktor cosϕ ist kapazitiv und annähernd 1, allerdings muß das Netz eine nicht unerhebliche Verzerrungsblindleistung zur Verfügung stellen, die bei höheren Leistungen durch Netzdrosseln reduziert werden muß. 30

31 ANTRIEBSTECHNIK Zwischenkreisspannung Der netzseitige Gleichrichter stellt dem Zwischenkreis eine ungeglättete Gleichspannung mit folgendem Verlauf zur Verfügung: U d Abb. 24 Netzspannung 230 V Û 325 V U d Netzspannung 400 V Û 565 V B2 - Brücke T t B6 - Brücke T t Wie aus dem Verlauf der Spannungen U d zu erkennen ist, ist zur Glättung der Ausgangsspannung der B2-Brücke eine größere Kapazität erforderlich als bei der B6-Brücke. Da der Scheitelwert geringer ist als die max. Spannungsfestigkeit der Kondensatoren (meist 400 V), brauchen jedoch keine Glättungskondensatoren in Reihe geschaltet zu werden, wie dies bei der B6-Brückenschaltung erforderlich ist. Die Zwischenkreiskapazität ist mitentscheidend für die Stabilität der Ausgangsspannung sowie für den Oberschwingungsgehalt des Ausgangsstromes und damit den Rundlauf des Motors. Bei großen Zwischenkreiskapazitäten nimmt allerdings auch der Scheitelfaktor des Eingangsstromes deutlich zu, weshalb ein geeigneter Kompromiß bei der Dimensionierung des Zwischenkreises angestrebt werden muß Ausgangsspannung, Ausgangsstrom Gleichung 19 Die Ausgangsspannung wird im Wechselrichter des Frequenzumrichters durch "Zerhacken", d.h. zyklisches Ein- und Ausschalten der Zwischenkreisspannung gebildet (--> Abb. 21). Somit besteht die Ausgangsspannung prinzipiell aus rechteckförmigen Spannungsblöcken, deren Scheitelwert immer gleich der Zwischenkreisspannung ist. Unterzieht man die Ausgangsspannung einer Fourieranalyse, so erhält man neben der Grundschwingung mit der eingestellten Frequenz noch eine Vielzahl von Oberschwingungen, die jedoch in Abhängigkeit von der Lastinduktivität mehr oder weniger stark gedämpft werden. Der Stromverlauf läßt sich aus dem Verlauf der Ausgangsspannung durch Integration gewinnen. di 1 u = L.. ==> i = u dt dt L 31

32 Somit setzt sich der Ausgangsstrom bei rein induktiver Last aus Geradenabschnitten zusammen. Bei ohmsch-induktiver Last, wie sie z.b. ein Asynchronmotor darstellt, besteht der Ausgangsstrom aus Abschnitten von Exponentialfunktionen. Die Sinusform wird umso besser angenähert, je höher die Taktfrequenz des Wechselrichters und je größer die Lastinduktivität ist. Durch Einsatz von Motordrosseln läßt sich - insbesondere bei Mittelfrequenzmotoren (kleine Induktivität) - die Stromwelligkeit reduzieren und die Flankensteilheit der Spannungsblöcke reduzieren. Dabei muß jedoch der Spannungsabfall über der Motordrossel beachtet werden. Taktfrequenz nimmt zu Abb. 25 Ausgangsstromverläufe Lastinduktivität nimmt zu (cosϕ nimmt ab) Umrichterverluste Motorverluste (Ständer + Läufer) Netzwirkleistung mechanische Wellenleistung Abb. 26 Leistungsbilanz eines Umrichtertantriebes Netzblindleistung Motorblindleistung Netz Umrichter Motor Welle 32

33 ANTRIEBSTECHNIK 6.4 Messung von Strömen und Spannungen Aufgrund der nichtsinusförmigen Kurvenformen von Strömen und Spannungen sind nicht alle Meßgeräte für Messungen am Frequenzumrichter geeignet. Bei der Messung der Eingangsspannung ist nicht nur der Effektivwert, der sich mit jedem handelsüblichen Multimeter ermitteln läßt, von Bedeutung, sondern insbesondere auch der Scheitelwert, da dieser die Höhe der Zwischenkreisspannung und damit auch der Ausgangsspannung bestimmt. Ob und wie weit dieser Scheitelwert durch die Nachladeströme des Zwischenkreises zusammenbricht, läßt sich nur durch Oszillographieren der Eingangsspannung bei belastetem Umrichter ermitteln. Dabei darf der Massepunkt des Oszilloskops nicht mit der Haupterde verbunden sein (erreichbar z.b. durch Einsatz eines Trenntrafos zur Versorgung des Oszilloskops). Außerdem ist ein Tastkopf 1 : 100 zu verwenden. Bei der Messung des Eingangsstromes interessiert in erster Linie der Scheitelwert, welcher mit Hilfe einer Strommeßzange mit analogem Spannungsausgang (proportional zum Augenblickswert) über ein Oszilloskop bestimmt werden kann. Die Strommeßzange sollte dabei über einen ausreichend großen Meßbereich verfügen, damit die Spitzenwerte nicht "gekappt" werden. Soll der Effektivwert des Stromes gemessen werden, so muß die Strommeßzange den hohen Scheitelfaktor verarbeiten können. Die Messung des Effektivwertes der Ausgangsspannung mit einem digitalen Meßinstrument ist meist sehr ungenau, selbst wenn die Ausgangsfrequenz im zulässigen Frequenzbereich des Meßinstrumentes liegt, was bei Frequenzen << 50 Hz häufig nicht mehr der Fall ist. Zusätzlich erschwert wird die Messung durch hohe Schaltfrequenzen. Die besten Ergebnisse liefern hier einfache analoge Drehspul- bzw. Dreheiseninstrumente. Um zu überprüfen, ob die Ausgangsspannung in allen 3 Phasen identisch ist, sollte der Motor vom Umrichter getrennt werden, um eine galvanische Verbindung der Phasen über die Motorwicklung und damit eine Verfälschung des Meßergebnisses zu vermeiden. Der genaue zeitliche Verlauf der Ausgangsspannung und damit auch das Pulsmuster lassen sich mit einem Speicheroszilloskop festhalten, wobei wieder auf einen erdfreien Anschluß und die Verwendung eines Tastkopfes 1:100 zu achten ist. Der Scheitelwert der Ausgangsspannung entspricht der Gleichspannung im Zwischenkreis. Für die Messung des Ausgangsstromes gilt ähnliches wie für die Ausgangsspannung. Auch hier sind Dreheisen- bzw. Drehspulinstrumente für die Messung des Effektivwertes zu bevorzugen. Ein genaues Abbild des Stromes kann wieder mit einer Strommeßzange mit analogem Spannungsausgang proportional zum Augenblickswert oszillographiert werden. 33

34 Recht ungenau sind dagegen meist Shunt-Messungen, wobei sich vor allem EMV-Störungen auf der Meßstrecke negativ bemerkbar machen. In vielen Fällen reicht eine alleinige Messung des Ausgangsstrom- Effektivwertes nicht aus, da der Umrichter die Augenblickswerte des Stromes und damit die Stromspitzen erfaßt und auswertet. Überstrom- Fehler sind somit nur durch eine genaue Erfassung der Spitzenwerte vorhersehbar und vermeidbar. Aus dem Gesagten geht hervor, daß für genaue Messungen am Umrichter eine gute Strommeßzange mit analogem Ausgang und ein Speicheroszilloskop sowie für grobe Effektivwertmessungen ein analoges Drehspul- bzw. Dreheiseninstrument erforderlich sind. Im Frequenzumrichter selbst werden zum Schutz des Gerätes ebenfalls Ströme und Spannungen erfaßt. Es sind: die Zwischenkreisspannung, der Strom zwischen Kondensator und Wechselrichter (geräteabhängig), die Summe der drei Ausgangsströme (Erdschlußerfassung) (geräteabhängig), die Ströme der Ausgangsphasen (geräteabhängig). 34

35 ANTRIEBSTECHNIK 6.5 Interne Schutzfunktionen / KEB-COMBIVERT Um sich gegen zu hohe Ströme und Spannungen sowie thermische Überlastung zu schützen, sind im Frequenzumrichter zahlreiche Überwachungs- und Schutzfunktionen integriert. Bei einer gerätetypabhängigen Auslastung von z. B. > 150 % bzw. > 200 % (= 1,5fachem bzw. 2fachem Umrichter-Nennstrom) schaltet der Umrichter innerhalb weniger Mikrosekunden mit der Fehlermeldung OC (= Überstrom) ab. Entscheidend hierfür ist der Stromspitzenwert. Liegt die Auslastung im Überlastbereich des Umrichters, jedoch unterhalb des Abschaltpegels, so wird nach einer bestimmten, geräteabhängigen Zeit softwaremäßig die Fehlermeldung OL (Überlast) generiert. Dadurch wird eine thermische Überbeanspruchung der Halbleitermodule vermieden. Die OL-Schutzfunktion wirkt integrierend, d.h. die Zeiten mit Überlast werden addiert, die Zeiten ohne Überlast werden subtrahiert (siehe Abb. 27). Dieses ist insbesondere bei dynamischen Vorgängen (Taktantriebe) von Bedeutung. OL-Level z.b. 105 % Abb. 27 Beispiel: Überlast- (OL-) Level = 105 %; Abschaltzeit =300s 100s 200s 300s 400s 500s 600s Auslösen von Fehler OL t OL 300 s 200 s t 100 s t Um nach einem OL-Fehler eine weitere Aufheizung der Bauelemente und damit eine evtl. Zerstörung zu vermeiden, muß sich der Frequenzumrichter gegen ein sofortiges Zurücksetzen des Fehlers schützen. Er erreicht dieses durch eine interne Zeitfunktion, die einen sofortigen Reset verhindert. Erst nach Ablauf dieser Abkühlzeit - erkennbar durch die blinkende Anzeige "nol" - kann der OL-Fehler durch einen Reset zurückgesetzt und der Frequenzumrichter wieder gestartet werden. 35

36 Auch ein Power-On-Reset, d. h. ein Aus- und Wiedereinschalten, kann den OL-Fehler erst nach Ablauf der Abkühlphase zurücksetzen. Da der OL-Fehler gespeichert wird und die Zeitfunktion nur bei anliegender Versorgungsspannung aktiv ist bzw. nach einem verfrühten Power-On-Reset wieder neu gestartet wird, darf der Frequenzumrichter während der Abkühlphase nicht vom Netz getrennt werden. Die OC-Schutzfunktion erfaßt den Strom - je nach Umrichtertyp - in einer Zwischenkreisphase (siehe Abb. 28a) oder in beiden Zwischenkreisphasen (Abb. 28b) oder in den Ausgangsphasen (Abb. 28c). Stromerfassung Stromwandler Abb. 28a + - M 3~ Stromerfassung Abb. 28b + - M 3~ Stromerfassung 36

37 ANTRIEBSTECHNIK Stromwandler Abb. 28c + - HCT M 3~ HCT = Hall Current Transformer Auf diese Weise werden alle zu hohen Lastströme sowie Kurzschlüsse zwischen den Ausgangsphasen erfaßt. Erdschlüsse werden in den Abb. 28a und 28c über einen Stromwandler, der die Summe der Ausgangsströme erfaßt, detektiert. Dieser Stromwandler ist auf 50 Hz ausgelegt, da Erdschlußströme stets Netzfrequenz besitzen. Das maximale Potential gegenüber Erde beträgt an allen Punkten des Leistungsteils 325 V (bei 230 V Netzspannung). In Abb. 28b kann der Stromwandler entfallen, da Erdschlußströme in jedem Fall über eine der beiden Stromerfassungen detektiert werden. Neben einem Schutz gegen zu hohe Ströme muß sich der Frequenzumrichter auch gegen Überspannung und Unterspannung schützen. Beides wird durch eine ständige Erfassung der Zwischenkreisspannung detektiert. Durch Überwachung der Welligkeit der Zwischenkreisspannung wird bei belastetem Umrichter außerdem ein Phasenausfall am Umrichtereingang erkannt. Die Anzeige der aktuellen Ausgangsspannung wird softwaremäßig aus dem Modulationsverfahren und der gemessenen Zwischenkreisspannung berechnet. Die Schaltschwelle für den Bremschopper (GTR7) liegt etwa 5 bis 8 % unterhalb des OP- Levels. 37

38 7. Zusammenspiel von Frequenzumrichter (FU) und Drehstromasynchronmotor (DASM) 7.1 Prinzip der Drehzahlstellung Betrachtet man den leerlaufenden DASM, so stellt sich folgende Drehzahl ein: Gleichung 20 n 0 = f 1 p n 0 : Leerlaufdrehzahl (in s -1 ) f 1 : Frequenz der Speisespannung p: Polpaarzahl (z. B. 4poliger Motor ==> p = 2) Somit kann man durch Verändern der Speisefrequenz f 1 die Drehzahl des Motors verstellen. Dabei muß jedoch berücksichtigt werden, daß der Magnetisierungsstrom Iµ ebenfalls von der Speisefrequenz abhängt, wie aus dem Leerlaufersatzschaltbild (Abb. 29) hervorgeht. R 1 Iµ Abb. 29 Leerlaufersatzschaltbild der DASM U 1, f 1 X h Gleichung 21 U 1 U 1 Iµ = = R 1 + X h R 1 + (2π f L h ) 2 L h : R 1 : Hauptinduktivität Ständerwiderstand Vernachlässigt man in Gl. 21 den Ständerwiderstand R 1, so ergibt sich der Zusammenhang: Gleichung 22 U 1 Iµ Iµ ~ U 1 2 π f. L h f Ziel muß es sein, diesen Magnetisierungsstrom Iµ konstant auf dem Nennwert Iµ n zu halten, damit die Asynchronmaschine stets mit Nennfluß φ n betrieben wird und damit in der Lage ist, über den gesamten Drehzahlbereich Nennmoment abzugeben (--> Abb. 30a). φ Abb. 30a φ n Übersättigung Feldschwächung M ~ φ. I 2 M Drehmoment des Motors φ magn. Fluß Iµ Magnetisierungsstrom I 2 Läuferstrom Iµ n Iµ 38

39 ANTRIEBSTECHNIK Um den Magnetisierungsstrom konstant zu halten, muß gemäß Gl. 22 somit die Spannung U 1 proportional zur Frequenz verstellt werden. Wenn dieses nicht erfolgt, stellt sich entweder ein kleinerer Magnetisierungsstrom (Feldschwächung) oder ein größerer (Übersättigung) ein. Aus diesem Grunde weisen U/f-kennliniengesteuerte Umrichter im Bereich bis zur Eckfrequenz f Umax i.a. einen linearen Zusammenhang zwischen Ausgangsspannung und Frequenz auf (==> Abb. 30b). U max U Abb. 30b f f Umax 7.2 Motorkennlinien bei Umrichterbetrieb Wenn der Umrichter so eingestellt ist, daß der Magnetisierungsstrom über den gesamten Frequenzbereich konstant bleibt, ergeben sich die folgenden Drehzahl-Drehmoment-Kennlinien (==> Abb. 31). M M N n s : Schlupfdrehzahl n d : synchrone Drehzahl ( = Leerlaufdrehzahl) n N : Nenndrehzahl s: Schlupf +n s n d +n s n d +1,0 B 1 A 1 +M Last Abb ,5 Nennbetriebspunkt -1,0-0,5 S' +0,5 +1,0 S -0,5 n B n d n' d n d nn n d n n d -1,0 - M Last -n s n d -n s n d 39

40 Man erkennt, daß eine Verringerung der Frequenz eine Parallelverschiebung der Kennlinien zur Folge hat und das Kippmoment im Idealfall für alle Frequenzen konstant bleibt. Unter diesen Voraussetzungen könnte der Motor somit über den gesamten Frequenzbereich bis zu seinem Kippmoment belastet werden. In der Praxis müssen jedoch Abweichungen von diesen idealisierten Kennlinien in Kauf genommen werden. Wie aus Abb. 29 hervorgeht, muß auch der ohmsche Ständerwiderstand R 1 in die Betrachtung einbezogen werden. Während dieser frequenzunabhängig ist, nimmt die Hauptreaktanz X h linear mit der Frequenz zu, wodurch sich auch eine frequenzabhängige Spannungsaufteilung an R 1 und X h ergibt. Bei höheren Frequenzen fällt fast die gesamte Eingangsspannung an der Hauptinduktivität ab; R 1 hat daher kaum Einfluß auf den Magnetisierungsstrom. Zu kleineren Frequenzen hin nimmt X h linear mit der Frequenz ab, R 1 bleibt jedoch konstant, so daß der Spannungsabfall U R1 im Verhältnis zu U Xh deutlich ansteigt und deshalb durch eine Anhebung der Eingangsspannung (Boost) kompensiert werden muß (==> Abb. 32). Boost = 0 U 1 ~ f 1 U 1 U Xh U 1 UR1 U Xh U R1 Iµ Iµ Abb.32 f 1 groß --> U Xh U 1 f 1 klein --> U Xh «U 1 --> Iµ zu klein Boost richtig abgeglichen ==> U Xh ~ f 1 ==> Iµ = const. U 1 U Xh f 1 klein U 1 um Boost erhöht U R1 Iµ MF

41 ANTRIEBSTECHNIK Nur wenn die Spannung U Xh frequenzproportional verstellt wird, bleibt der Magnetisierungsstrom Iµ und damit der magnetische Fluß der Maschine konstant. Da die Spannung U Xh von außen nicht meßbar ist und i.a. die Motorgrößen R 1 und X h nicht bekannt sind, muß der erforderliche Boost empirisch ermittelt werden (==> Kap. 7.3). Die bisherigen Betrachtungen beziehen sich nur auf den Leerlaufbetrieb der Maschine. Wird der Motor nun belastet, so stellt sich ein Schlupf s 0 ein, der einen Läuferstrom I 2 ' bewirkt, wie aus dem Ersatzschaltbild (Abb. 33) hervorgeht. I 1 R 1 I 2 ' R 2 '/s Abb. 33 Vereinfachtes Ersatzschaltbild des belasteten DASM U 1 U R1 X h I µ U Xh I 2 ' = 0 für s = 0 (Leerlauf) I 2 ' 0 für s 0 (Belastung) Dieser zusätzliche Läuferstrom - ein reiner Wirkstrom - bewirkt einen zusätzlichen Spannungsabfall an R 1, so daß eine weitere Anhebung der Eingangsspannung U 1 erforderlich ist, um den Magnetisierungsstrom Iµ konstant zu halten. Diese Anhebung ist streng gesehen abhängig vom Lastmoment (bzw. vom Schlupf). Da in der Praxis i.a. nur ein fester Boost-Wert eingestellt wird, sollte dieser einen Kompromiß zwischen belastetem und unbelastetem Antrieb darstellen. (==> Kap. 7.3). Das Zeigerdiagramm für die belastete Asynchronmaschine zeigt Abb. 34. U R1 I 2. R 1 Iµ. R 1 Abb. 34 Zeigerdiagramm der belasteten DASM U Xh U 1 U R1 I 1 U Xh I µ U Xh I 2 ' I 2 ' ϕ I 1 I µ 41

42 Der Frequenzbereich von 0 bis f Umax (==> Abb. 30b), d.h. der Bereich, in dem die Spannung U 1 proportional zur Frequenz ansteigt, wird als Ankerstellbereich bezeichnet. Die Frequenz, bei der die maximale Umrichterausgangsspannung erreicht ist, nennt man Eckfrequenz oder auch Typenpunkt. Zu untersuchen ist nun noch das Verhalten für höhere Frequenzen als f Umax, im sog. Feldschwächbereich. Da hier keine Erhöhung der Spannung mehr möglich ist, nimmt der Magnetisierungsstrom Iµ mit steigender Frequenz immer weiter ab, wodurch der magnetische Fluß der Maschine geschwächt wird (daher der Name "Feldschwächbereich"). Aus den Zusammenhängen Gleichung 23 Gleichung 24 M ~ Φ. I 2 ' // Φ ~ U Xh f folgt sofort, daß damit auch das Drehmoment umgekehrt proportional zur Frequenz abnimmt. Für das Kippmoment gilt unter Vernachlässigung des Ständerwiderstandes R 1 die Beziehung M k ~ U 1 2 f 1 2 Daraus folgt, daß das Kippmoment im Feldschwächbereich proportional zu 1/f 2 zurückgeht (U 1 = const.). Damit ergeben sich bei Umrichterbetrieb folgende Drehzahl- / Drehmoment-Kennlinien: M Ankerstellbereich Feldschwächbereich M K Abb. 35 M n Überlastreserven ~1/f 2 ~1/f M K = 1,8...3,5 M n (motordatenabhängig) f Umax ~1/f 2 f M Abb. 36 f Umax f Man erkennt den drastischen Drehmomentrückgang im Feldschwächbereich. Auch die Steigung der Kennlinien im Arbeitsbereich (s < s Kipp ) wird flacher und damit der Schlupf größer (Abb. 36). MF

43 ANTRIEBSTECHNIK Der Strom- und Leistungsverlauf in Abhängigkeit von der Frequenz stellt sich folgendermaßen dar: P n P = const. Abb. 37 In M = const. = M n I I P ~ f M ~ 1 f f Umax f Wird in der Praxis nicht auf eine korrekte Einstellung des Boostes geachtet, ergeben sich folgende Auswirkungen: zu wenig Boost (==> Feldschwächung) --> Abb. 38 Kippmoment nimmt zu kleineren Frequenzen hin extrem stark ab Steigung der Kennlinien im Arbeitsbereich wird flacher ==> höherer Schlupf zu viel Boost --> Abb. 39 Kippmoment steigt zu kleineren Frequenzen hin u.u. sogar an Steigung der Kennlinien wird steiler ==> weniger Schlupf Maschine wird übersättigt, d.h. Magnetisierungsstrom steigt stark an ==> thermische Überlastung M M Abb. 38 Abb. 39 f f Abb. 38: zu wenig Boost Abb. 39: zu viel Boost Da der Boost nur bis zur Eckfrequenz wirkt, beeinflußt er die Kennlinien im Feldschwächbereich nicht. 43

44 Messungen zur Auswirkung des Boostes auf das Drehmoment Statische Kennlinien 2,2 kw - FU Motor: 2,2 kw M N = 15 Nm I N = 9,4 A U Netz = 220 V n N = 1420 min -1 M Nm 25 % Boost Abb Hz n min -1 MF

45 ANTRIEBSTECHNIK a) Drehzahl / Drehmoment In der Praxis darf ohne Fremdlüfter oder bei Teillast bzw. Leerlauf nicht im Dauerbetrieb bei kleinen Frequenzen mit hohem Boost gefahren werden (thermische Zerstörung des Motors!). Daher ist im unteren Drehzahlbereich mit verringerten Kippmomenten gegenüber dem Nennbetrieb zu rechnen, wie aus der folgenden Abbildung hervorgeht. Drehmoment (%) Hz min b) Drehzahl / Ausgangsstrom Strom (A) Hz min -1 Umrichterleistung / -nennstrom um eine Stufe erhöht Nennstrom c) U/f-Kennlinie Abb. 41 Antriebskennlinien für verschiedene Umrichterfrequenzen Ausgangsspannung (V) 230/ /200 28/ Ausgangsfrequenz (Hz) 45

46 7.3 Einstellung des Boostes Wie beschrieben, hängt der erforderliche Boost, also die Anhebung der Motorspannung, von folgenden Parametern ab: Verhältnis von Ständerwiderstand R 1 zu Hauptreaktanz X h, Frequenz f 1 der Umrichterausgangsspannung, Belastung des Motors (--> Schlupf s). Es ist daher nur näherungsweise möglich, mit einem einzigen Boostwert eine gute Einstellung für alle Betriebszustände des Motors zu finden. Diese Einstellung könnte folgendermaßen erfolgen: Messung der Umrichterauslastung bei der Eckfrequenz (= ^ 50 Hz bei Standard-Normmotoren) mit leerlaufender Maschine. Boostwert so einstellen, daß bei kleinen Frequenzen (f Hz) und Leerlauf die gleiche Auslastung wie bei der Eckfrequenz angezeigt wird. Dadurch ist gewährleistet, daß der Magnetisierungsstrom im Leerlauf für alle Frequenzen nahezu konstant ist. Um den Einfluß des Lastmomentes auf den Fluß φ zu kompensieren, diesen Boostwert um ca. 50 % erhöhen. Um die Schwierigkeiten bei der Boost-Einstellung zu umgehen, werden alle neuen Umrichterreihen mit einer automatischen Boost-Einstellung ausgestattet (Autoboost). Dabei wird der jeweils richtige Boostwert automatisch aus den Motordaten und der Messung des Motorstroms berechnet. Die Funktion kann je nach Bedarf ein- oder ausgeschaltet werden. Für die Einstellung des Boostes existieren häufig zwei Möglichkeiten: Einstellung eines permanenten Boostes Einstellung eines zeitlimitierten Boostes (Delta-Boost) U 100 % U 100 % Abb % 2 t f Umax f t Delta-Boost 1: Delta-Boost 2: Boost Der Delta-Boost ist sinnvoll zur Überwindung eines erhöhten Anlaufmomentes (Losbrechmoment), da er nur für die eingestellte Zeitspanne ab dem Startzeitpunkt aktiv ist. Da der Motor bei eingestelltem Boost und einem Sollwert von 0 Hz mit Gleichstrom beaufschlagt wird, kann dieser Fall u.u. zur thermischen Überlastung des Motors führen. Um den Motor einerseits mit Boost zu beschleunigen und andererseits ohne Boost und damit ohne thermische Belastung bei f soll = 0 Hz zu betreiben, ist ebenfalls der Delta-Boost vorzuziehen. Auch eine Kombination aus Boost und Delta-Boost ist möglich, wobei sich beide Werte addieren. MF