Elektronische Spannungswandler. Roland Küng, 2011

Transkript

1 Elektronische Spannungswandler Roland Küng,

2 Übersicht Power Factor Correction 2

3 Längsregler Review engl. Series Voltage Regulator kein Taktsignal kleiner Wirkungsgrad i.a. (V in V out ) > 2V Ausnahme: Low Drop Out LDO Regler 3

4 Längsregler Review Beispiel: 10 V Regler Gegenkopplung OpAmp regelt linear Es gelten die Golden Rules! Nachteil: (V in V out ) * I Last wird in Q 1 verheizt 4

5 Längsregler Review mit Strombegrenzung V BE = 0.7V I OUTmax 0.7 / R 4 Aufgabe: Bestimmen sie V out und I max L: 10 V, 0.7A 5

6 Querregler Review engl. Shunt Voltage Regulator kein Takt Vorteil: kurzschlussfest transientenfest Nachteil: interne Verluste, Strom (V in -V out )/ R 1 fliesst immer Gegenkopplung weil Q1 inv. 6

7 Querregler Review 15 V Im geregelten Betrieb: Verlust in R1 unabhängig von Last: P loss = (V in -V out ) 2 / R 1 Bsp.: 10 V Regler - Strom (V in -V out )/ R 1 fliesst immer - P loss wird immer in R 1 verheizt - Nicht bezogener Strom wird in Q1 verheizt Aufgabe: Wie gross ist der Kurzschlussstrom? Wie gross ist die Verlustleistung in Q1 bei Leerlauf? L: I S = 680 ma, P Q1 =2,3 W 7

8 Bsp. IC s Series LM78XX LM340 Spannungsversorgung bis 1A Shunt TL431 einstellbarer Regler für kleine Ströme, einstellbare Spannungsreferenz 8

9 Step-Down Schaltregler engl.: Buck Regulator dt: Abwärtsregler DC restorer LC Filter Hauptvorteil für Schaltregler: Wirkungsgrad erhöhen Hauptnachteil: Takt benötigt, Takt-Ripple am Ausgang 9

10 Step-Down Schaltregler Duty Cycle: D = t on /(t on t off ) D = V out /V in Strom i L soll nicht lücken L = RF (Vin Vout ) D RF = f I s out Takt-Ripple an V out klein halten 1 8 V V (1 D) out Ca = 2 out fs L I out : Laststrom V out : Ripple f s = 1/(t on t off ) RF: Reservefaktor 10

11 Step-Down Schaltregler OpAmp in Gegenkopplung: V out versucht zu sinken V out = V ref (R 1 R 2 )/R 2 = D V in Genauer betrachtet: Anstelle OpAmp wird ein Regelverstärker verwendet V out versucht zu steigen 11

12 Step-Down: Detail R2 k( VDC V R R 1 2 REF ) 12

13 Buck Converter: Regelung optional A*(V REF - V 0UT ) 13

14 Step-Up Schaltregler engl.: Boost Regulator dt.: Aufwärtsregler 14

15 Step-Up Schaltregler Duty Cycle: D = t on /(t on t off ) 1-D = V in / V out Strom i L soll nicht lücken L = 2 RF Vin D RF = f I V s out out Takt-Ripple an V out klein halten C a = D I f V s out out I out : Laststrom f s = 1/(t on t off ) V out : Ripple RF: Reservefaktor 15

16 Bsp. IC s Dies sind spezialisierte Bauteile! Fragen sie den Hersteller und lesen sie die Application Notes. 78S40 als Boost Converter beschaltet V out bis 40 V I 0 bis 1.5 A 16

17 Bidirektionaler Wandler 2 Schalter in FET Technologie S1 und S2 gegensinnig betätigt Lässt sich auch als Abwärtswandler nutzen, wenn man Ein- und Ausgang vertauscht Fall positiver Ausgangstrom Anwendung: Batterie laden - entladen 17

18 Simulationsübung 1 AM2 T1 IRF620 VF3 AM1 L1 VF1 VS1 10 VF2 R2 22 SD1 MBR6035 C1 R1 10 U1 40k Duty cycle T1/(T1T2) 500m Dimensionieren sie diesen Konverter mit 10 V Eingang (ohne Regler): Für 5 V, Ripple 100 mv, Duty Cycle 50%, Takt 40 khz, Reservefaktor 5 Berechnen sie L und C. Überlegen sie wie Strom i L und Spannungen V out aussehen Für die Transientenanalyse wählen sie Darstellung 100 ms bis ms Variieren sie L und C um 1 Dekade hinauf und hinab und vergleichen Simulieren sie mit ursprünglichen LC-Werten für Tastverhältnis 10% und 90% Simulieren sie mit ursprünglichen LC-Werten für eine Last von 100 Ω L: 680uH, 3.3uF! Tina def: T1 = off 18

19 Inverswandler(1) Erzeugt negative Spannungen Duty Cycle: D = t on /(t on t off ) -V out /V in = D/(1-D) C a = D I f V s out out L = RF Vin D RF = f I s out

20 Inverswandler(2) Während der Leitphase sperrt die Diode D und es fließt ein Strom I L durch die Spule L. Dadurch baut sich ein Magnetfeld auf. In dieser Phase gibt es keine Energieübertragung, Speicherung im Luftspalt des Trafo. Der Verbraucher R Last versorgt sich aus dem Kondensator C. Öffnet sich der Schalter S, so beginnt die Sperrphase. Der Strom I L kann sich nicht schlagartig ändern und fließt nun durch Diode D, lädt C nach und versorgt die Last, wobei sich eine negative Spannung über der Spule bildet. 20

21 Inverswandler(3) Duty Cycle: D = t on /(t on t off ) -V out /V in = D/(1-D) Wenig geeignet für hohe Vervielfachung der negativen Spannung Regelung wird empfindlich optimaler Bereich D Linearisierung der Kennlinie ist möglich, wenn f s veränderbar gemacht wird. t off bleibt dabei konstant aufwändig 21

22 Sperrwandler Trafo mit ü=n2/n1 ü darf <1 oder >1 sein ü-wahl so, dass D 0.5 Ähnlich dem Invers Wandler Energietransport während Sperrphase Invertierender Trafo Trafo trennt galvanisch (engl. Flyback Converter) Trafo kann um ü vervielfachen Grosser Trafo mit Luftspalt Luftspalt von L ist Hauptspeicher! V üv out in = D D 1 L,C- Werte schätzen: wie für Invers Wandler mit ü V in statt V in 22

23 Eintakt Flusswandler (1) Ähnlich Buck Converter Energietransport während Leitphase Spannung wird im Trafo invertiert Trafo trennt galvanisch (engl. Flyback Converter) Trafo kann um ü vervielfachen V üv out = in D L,C- Werte schätzen: wie für Invers Wandler mit ü V in statt V in 23

24 Eintakt Flusswandler(2) Leitphase Über Transistor T fließt ein Strom durch die Primärwicklung des Transformators und ein übersetzter Strom durch die Diode D2 und die Speicherdrossel L. Der Strom i L steigt, da sich in der Speicherdrossel L ein Magnetfeld aufbaut. Der Kondensator C a wird aufgeladen. Die Dioden D1 und D3 sperren. Sperrphase Öffnet der Schalttransistor T, so wird Trafo über D1 entmagnetisiert (2. Spule führt i T weiter mit umgekehrtem Vorzeichen). i D2 wird null, D2 sperrt, die Polarität der Spannung an L wechselt. Der Spulenstrom i L fließt nun über die Freilauf-Diode D3 weiter. Der Kondensator C a wird aus der in L gespeicherten Energie weiter geladen. Der Kondensator C a dient als Energiereservoir für die Last Ausgang. 24

25 Gegentakt Flusswandler Für den hohen Leistungsbereich Computernetzteile, Netzteile in Monitoren, Druckern und Fernsehgeräten Entmagnetisierung entfällt da Trafo symmetrisch genutzt Normaler Trafo (keine Speicher-L Funktion) Alternative Funktions-Betrachtung: T1, T2 zerhacken DC, Trafo übersetzt, Zweiweggleichrichter mit Filterdrossel 25

26 Sperrverzug Dioden Wandler mit z.b fs = 400 khz T= 1/fs = 250 ns Schnelles Ausschalten der Dioden bestimmt Wirkungsgrad: Fast Recovery Dioden mit kurze Sperr-Erholungszeit bei hoher Spannungsfestigkeit SiC Schottky Dioden praktisch ohne Speicherzeit und bis 400 V (erst seit 2004) 26

27 DC/AC: Resonanzwandler(1) Prinzip Bucherot-Schaltung Bei der Wahl f o 1 ω o = 2πf o = LC wird I R unabhängig von R I R = U jω L o Stromquelle! f o Rechteck statt Sinus ergibt nur 4% Verluste Oberwellen vernachlässigbar Dafür einfach herstellbar mit el. Schalter 27

28 Resonanzwandler(2) Normierter Ausgangstrom L C X0 = ω0 = 1 LC L = U ω I C = R 0 R ω0 I U Q = R X 0 Normierte Taktfrequenz Wahl niedriger Güte Q<2 Ausgangstrom lässt sich durch Wahl der Frequenz verändern Kennlinie recht gut linear oberhalb Resonanzfrequenz ω o 28

29 Resonanzwandler(3) auch Inverter genannt Realisierung der Rechteckspannung: H-Brücke mit 4 Transistoren: T1, T4 bzw. T2, T3 gleichzeitig geschaltet Es dürfen nie alle 4 T leitend sein: Break before Make Schaltertechnik Präzise Ansteuerung und hohe Schalt-Geschwindigkeit notwendig. Typisch auf 45 % leitend eingestellt 29

30 Resonanzwandler(4) Anwendung Prinzip: selbstschwingend typ khz, bis 600 V AC, einige 10 ma Beispiele: Stromsparlampen, Hintergrundbeleuchtung Flachbildschirme, TFT, Solarstrom Wechselrichter 30

31 AC-DC Wandler(1) 230 V Netz Problem bei grossen Leistungen: Schlecht: Strombezug ist stark nicht-sinusförmig (kurzes Nachladen Elko) Hoher Oberwellenanteil! Gelangt aufs Netz und stört! Für Verbraucher über 75 W gibt es geltende Normen EN

32 AC-DC Wandler(2) 230 V Netz Lösung gegen Oberwellen klein gross DC/DC1: Aufwärtswandler der gleichgerichteten Spannung auf V Arbeitet als Power Factor Corrector - Schaltung (PFC) so, dass der Netzstrom proportional zur Netzspannung ist. DC/DC2: Buck Typ: Stellt gewünschte DC Spannung her. 32

33 AC-DC Wandler(3) DC/DC 1: Tastverhältnis wird nicht konstant gehalten sondern über 50 Hz Halbperiode sinusförmig variiert, synchron zu Netzspannung z.b. Fairchild ML4821 Literatur: Application Note Fairchild AN Dies sind spezialisierte Bauteile. Fragen sie den Hersteller und lesen sie die Application Notes. 33

34 Ladungspumpe Es geht wenn auch beschränkt ohne L Spannungsverdoppler V out = 2 V in alle C s z.b. 10 uf t 1 : S2 und S3 geschlossen C p : V in t 2 : S1 und S4 geschlossen C p : -V in, C a : 2 V in Spannungs-Inverter V out = -V in t 1 : S1 und S3 geschlossen t 2 : S2 und S4 geschlossen Für Verdoppler gilt: P η = P a e Q f Ua = Q 2f U e Ua = 2 U e AP Nur für kleine Leistungen geeignet, η = 97% 34

35 Ladungspumpe Funktion Ue Spannungsverdoppler U a = 2 U e alle C s z.b. 10 uf t 1 : S2 und S3 geschlossen C p : U e t 2 : S1 und S4 geschlossen C p : -V e, C a : 2 V e Ue Berechne Spannungsschleife U a =2 U e 2Ue 35

36 Bsp. Ladungspumpe engl.: Charge Pump oder Switched Capacitor Converter Linear Technology LTC : V in V, V out 5 V 30 ma LT1044: Doubler or Inverter Dies sind spezialisierte Bauteile. Fragen sie den Hersteller und lesen sie die Application Notes. 36

37 Regelung für Schaltregler Regler 37

38 Blockbild Regelstrecke zum FET vom Ausgang Am besten geeignet Proportional/Integral Regler: PI-Regler Hohe Frequenzen werden wenig verstärkt Geschwindigkeit, Stabilität DC wird beliebig verstärkt kein Restfehler 38

39 PI-Regler Tiefe Frequenzen hohe Verstärkung Hohe Frequenzen geringe Verstärkung T(s) 1 sr2c = s = jω sr C 1 1 2πR 2 C R2 10ms Bsp. R R

40 Simulationsübung 2 10:1 L1 Induktivität 1m L2 Induktivität 10u N1 N2 ILade SD MBR1645 ULast UNetzp 160 IT Csieb 2.2m - RLast 2 RLast 20 Xpw m RG 22 T IRF820 ZG 1N4746 LastEin LastEinAus 1k TLast IRF540 Rref 390 U3-15 U Uregler Dreieck R7 10k R6 3k U C2 10n 5V-Ref 1N4733 Rb Comparator LM318 U5 15 Ra 1k Buffer LM318 Simulation eines 12 V / 100 W Sperrwandler. N2/N1 = 0.1, Vin = 160 V p, Sperrwandler Schaltung ist bereits dimensioniert. Zeichnen sie das OpAmp Schema für den PI-Regler 40

41 Simulationsübung 2 Sperrwandler (primär getaktetes Schaltnetzteil) Eingang = 160V (110V-60Hz-Netz), Ausgang = 12V, 100W, Schaltfrequenz = 30kHz Mit Voltage-Mode-Regelung 10:1 SperrwandlerSimpleReglerSim2010.TSC L1 Induktivität 1m L2 Induktivität 10u Design Rb für Vout = 12V Design R2, R3 für P-Verstärkung 200 und PI-Grenzfrequenz 400 Hz Transient Sim 1ms 5ms N1 N2 ILade SD MBR1645 ULast UNetzp 160 IT Csieb 2.2m - RLast 2 RLast 20 Xpw m RG 22 T IRF820 ZG 1N4746 LastEin LastEinAus 1k TLast IRF540 Rref 390 U3-15 U Uregler Comparator LM318 Dreieck R7 10k Dreieck: 30 khz, - 13 V, R6 3k R6, R7 verhindern 100% on von T R2 U C1 1n U1 15 Regler LM318 R3 Uerror U U8-15 R4 10k Diff Verstärker LM318 R2 10k R1 10k R5 10k U U5 15 Buffer LM318 C2 10n 5V-Ref 1N4733 Rb Ra 1k 41

42 Sperrwandler (primär getaktetes Schaltnetzteil) Eingang = 160V (110V-60Hz-Netz), Ausgang = 12V, 100W, Schaltfrequenz = 30kHz Mit Voltage-Mode-Regelung 20%Step Schritt 10:1 Simulationsübung 2 SperrwandlerSimpleRegler_PISim2010.TSC N1 L1 Induktivität 1m L2 Induktivität 10u N2 ILade SD MBR1645 Design Rb für Vout = 12V Design R2, R3 für P-Verstärkung 200 und PI-Grenzfrequenz 400 Hz Transient Sim 1ms 5ms ULast UNetzp 160 IT Csieb 2.2m - RLast 2 Xpw m RG 22 T IRF820 ZG 1N4746 U3-15 U Uregler Comparator LM318 Dreieck R7 10k Dreieck: 30 khz, - 13 V, R6 3k R6, R7 verhindern 100% on von T 400k R2 U C1 1n U1 15 Regler LM318 SW-SPST1 R3 2k Uerror Mit/ohne C1 R3 10k/20k U U8-15 R4 10k Diff Verstärker LM318 R2 10k R1 10k R5 10k U U5 15 Buffer LM318 Rref 390 C2 10n 5V-Ref 1N k Rb Ra 1k 42

43 Zusammenfassung 43

44 Zusammenfassung 44

45 Zusammenfassung 45

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