Verbesserung der Ladeelektronik für den Schussmechanismus eines autonomen mobilen Fußballroboters

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1 Verbesserung der Ladeelektronik für den Schussmechanismus eines autonomen mobilen Fußballroboters Bachelorarbeit im Bachelorstudiengang Elektrotechnik am Fachbereich 16 Elektrotechnik/Informatik der Universität Kassel vorgelegt von Lukas Will Matrikelnummer am 30. Januar 2017 im Fachgebiet Erstgutachter: Zweitgutachter: Betreuer: Prof. Dr. Kurt Geihs Prof. Dr. Marcus Ziegler Stephan Opfer M. Sc.

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3 Erklärung Hiermit versichere ich, dass ich die vorliegende Arbeit selbstständig verfasst und nur die angegebenen Hilfsmittel und Quellen benutzt habe. Alle Stellen, die wörtlich oder sinngemäß aus veröffentlichten oder unveröffentlichten Schriften entnommen sind, habe ich als solche kenntlich gemacht. Diese Bachelorarbeit wurde bis jetzt noch nicht veröffentlicht und wurde bisher noch in keinem anderen Prüfungsamt vorgelegt. Kassel, den 30. Januar 2017 Lukas Will

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5 Zusammenfassung Im Rahmen des RoboCup nimmt das Team Carpe Noctem Cassel an internationalen Roboter-Fußballturnieren in der MiddleSizeLeague teil. Um die Fußballroboter des Teams weiter zu verbessern, wird eine neue Lade- und Schussschaltung entwickelt. Diese ermöglicht es, die Ausgangsspannung einfach auf einen neuen Wert einzustellen, diesen in einem geringen Bereich zu regeln und dadurch reproduzierbare Flugkurven und Schussweiten auszuführen. Zudem ist eine eine Veränderung der Ladegeschwindigkeit möglich, um höhere Schussfrequenzen zu ermöglichen. Durch die Wahl eines Sperrwandlers ist eine Steigerung der Effizienz und durch die galvanische Trennung eine größere Sicherheit für den Benutzer möglich.

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7 Inhaltsverzeichnis 1 Einleitung RoboCup Stand der Technik Aufgabenstellung Aufbau der Arbeit Grundlagen Ladungspumpe Aufwärtswandler (Boost Converter) Sperrwandler Flusswandler Resonanzwandler Verlustleistungsberechnung Verwandte Arbeiten 20 4 Lösung Vergleich und Auswahl des Wandlers Auswahl wichtiger Bauteile Schaltung und Platinenlayout Betrieb außerhalb der Spezifikationen Evaluierung Inbetriebnahme und Funktionsprüfung Vergleich der technischen Daten Schussprüfung Zusammenfassung und Ausblick 59 Symbolverzeichnis 62 Abbildungsverzeichnis 66 Tabellenverzeichnis 67 Literatur 68 A Anhänge 72 A.1 Schaltplan der Ladeschaltung A.2 Spannungsverläufe zur Strommessung A.3 Tabelle der Vor- und Nachteile des Aufwärts-, Sperr- und Flusswandlers 84

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9 1 Einleitung Der Bereich der Robotik hat in den letzten Jahren sowohl in der Forschung als auch in der Industrie zunehmend an Bedeutung gewonnen. Autonom agierende Roboter werden in vielen verschiedenen Domänen wie Landwirtschaft, Fertigungsstraßen oder Lagerarbeiten eingesetzt [13]. Zahlreiche Robotikwettbewerbe, wie die DARPA Robotics Challenge [15] oder der RoboCup [21], ermöglichen Forschungsgruppen, auf internationaler Ebene entwickelte Ansätze und Technologien zu vergleichen. Die DARPA Robotics Challenge erforscht den Einsatz von Robotern in Katastrophenszenarien. 1.1 RoboCup Der erste offizielle RoboCup-Wettbewerb wurde im Jahr 1997 ausgetragen. Das Ziel ist es, mit autonomen Robotern ein Spiel gegen die Fußballweltmeister des Jahres 2050 gewinnen zu können. Urspünglich umfasste der RoboCup ausschließlich Roboterfußballligen. Heute werden Wettbewerbe in vier Bereichen ausgetragen, welche in verschiedene Ligen eingeteilt sind. Der Fokus der einzelnen Bereiche liegt jeweils auf anderen Aspekten der Robotik. Die Weltmeisterschaft wird einmal jährlich an weltweit wechselnden Orten ausgetragen. Neben der Weltmeisterschaft finden jährlich weitere regionale RoboCup- Veranstaltungen statt. In den verschiedenen Fußballligen, mit Ausnahme der Simulationsliga, treten Teams aus autonomen, kooperativen Robotern gegeneinander an. In diesem Bereich steht die Entwicklung von Taktiken, Strategien sowie aufeinander abgestimmten Hard- und Softwarekomponenten im Vordergrund. Im RoboCup Rescue müssen Roboter Aufgaben im Bereich des Katastrophenmanagements lösen. Sie unterstützen Einsatzkräfte bei der Suche und Rettung von Opfern. Beim treten Service- und Assistenzroboter gegeneinander an, die für die häusliche Anwendung konzipiert sind. Der Fokus dieser Liga ist die Interaktion und Zusammenarbeit zwischen Menschen und Robotern sowie die Objekterkennung. Die RoboCupJunior-Ligen bieten Schülerinnen und Schülern die Möglichkeit, erste praktische Erfahrungen in der Robotik zu sammeln und sich mit den Hard- und Softwarekomponenten auseinanderzusetzen. Die Middle Size League, in der diese Arbeit zum Einsatz kommt, orientiert sich an den Regeln der FIFA 1. Gespielt wird mit einem original FIFA-Ball auf einem 18 m x 12 m großen Spielfeld. Die Roboter dürfen eine Grundfläche von 52 cm x 52 cm und eine Höhe von 80 cm zu keinem Zeitpunkt des Spiels überschreiten. Lediglich der Torwart darf für eine Sekunde seine Grundfläche auf bis zu 60 cm x 60 cm oder seine Höhe auf bis zu 90 cm vergrößern. Ein Spiel der Middle Size League besteht aus zwei Halbzeiten mit jeweils 15 Minuten Spielzeit. Endet ein Ausscheidungsspiel nach der regulären Spielzeit mit einem Unentschieden, wird es durch Elfmeterschießen entschieden. Durch die Anzahl an verschiedenen Ligen deckt der RoboCup einen großen Bereich der Robotik ab und bietet zahlreiche Möglichkeiten für Forschung und Entwicklung. Auf vielen weiteren Aktivitäten während der Wettbewerbe sowie Workshops können Teams ihre Neuerungen vorstellen und erzielte Ergebnisse präsentieren. Durch die regelmäßigen Reduzierungen von Sonderregeln für den RoboCup findet eine stetige Annäherung and die Regeln der FIFA statt. Dadurch werden kontinuierlich neue Herausforderungen für Forschung und Entwicklung geschaffen

10 1.2 Stand der Technik Das Team Carpe Noctem Cassel (CNC) [6] nimmt seit 2006 erfolgreich am RoboCup teil. Ein Roboter des Teams CNC, in Abbildung 1.1 gezeigt, verfügt über einige elektronische Platinen und Computer. Diese werden benötigt, damit der Roboter autonom fahren und agieren kann. Zurzeit verfügt ein Roboter über einen Industriecomputer (IPC) mit ei- Abbildung 1.1: Fußballroboter (Savvy) des CNC-Teams nem Intel i7 Prozessor (engl. central processing unit, CPU). Dieser berechnet die Taktik und steuert per Firewire, Ethernet oder dem Controller Area Network (CAN) die verschiedenen elektronischen Komponenten an. Die PowerSwitch-Platine versorgt drei Baugruppen des Roboters mit unterschiedlichen Spannungen: den IPC mit 12 V, die Sensorund Aktuatorplatine sowie die Ladeelektronik des Schussmechanismus mit 24 V und den Antrieb, der vier Motoren zur Fortbewegung des Roboters besitzt, mit 24 V. Auf der Sensor- und Aktuatorplatine befindet sich der Einplatinencomputer BeagleBoard Black. Dieser steuert die Geschwindigkeit der Ballführungsmotoren und liest die Sensordaten der Inertialen Messeinheit (engl. inertial messurement unit, IMU), der Lichtschranke und des optischen Flusssensors aus und leitet diese an den IPC weiter. Dieser verarbeitet die Informationen, leitet verarbeitete Daten an die einzelnen Baugruppen weiter und verändert so beispielsweise die Bewegungsrichtung oder löst einen Schuss aus. Der Aufbau und die Verknüpfung der Komponenten ist in Abbildung 1.2 dargestellt. Ziel dieser Arbeit ist eine Verbesserung der Ladeschaltung des Schussmechanismus. Deren Aufgabe ist es, die im Roboter vorhandene 24 V Akkuspannung auf 330 V zu transformieren und einen 8,2 mf Kondensator auf diese Spannung aufzuladen. Zum Schießen wird der Kondensator über eine Spule kurzgeschlossen. Durch den Stromfluss induziert diese ein magnetisches Feld, welches einen Eisenkern einzieht. Die resultierende mechanische Kraft wird zum Schießen des Balles genutzt. Die bisherige Lade- und Schussschaltung besitzt einige Nachteile. Beim Einschalten 2 1 Einleitung

11 Abbildung 1.2: Verknüpfung der Roboterkomponenten der Spannungsversorgung initialisiert der Mikrocontroller die Elektronik nicht immer korrekt. Häufig treten Fehler im Bereich der Kommunikation mit dem IPC auf, sodass eine einwandfreie Funktionalität nicht gewährleistet ist. Die Platine muss in diesem Fall neu gestartet oder einer aufwändigeren Fehlersuche unterzogen werden. Dieses ist besonders auf Wettbewerben problematisch. Ist es nicht möglich, den Fehler in wenigen Minuten zu beheben, muss das Roboterteam in Unterzahl antreten. Ein weiterer Nachteil ist die ungenau geregelte Ausgangsspannung. Die Spannungsdifferenz führt zu unterschiedlich hohen Stromanstiegsgeschwindigkeiten und variierenden Energien im Kondensator. Die Folge sind Abweichungen in der Schussstärke und damit in der Flugkurve und der Schussweite des Balls. Ein konstantes Schussverhalten ist jedoch entscheidend für gezielte Pässe und Torschüsse. Bei der aktuellen Lade- und Schussschaltung besteht zwischen Primär- und Sekudärseite eine direkte elektrische Verbindung. Die angelegte Eingangsspannung liegt ebenfalls am Ausgang an. Bei ausgelöster Schutzbeschaltung, die bei Überspannung den Kondensator schützen soll, oder einem defekten Schalter, der für das Auslösen des Schusses zuständig ist, fließt ein Strom, der die Akkus unnötig belastet. Die Schutzbeschaltung lässt sich aufgrund von zu ungenauen Bauteilen schlecht einstellen. Löst diese aus, muss die Platine aus- und erneut eingeschaltet werden. 1.3 Aufgabenstellung Das Ziel dieser Arbeit ist eine verbesserte Ladeschaltung des Schussmechanismus, welche die Schwachstellen des Vorgängers behebt. Hierbei waren folgende Anforderungen zu beachten: 1. Die Ladeschaltung soll zuverlässiger, insbesondere ohne Ausfälle, arbeiten. 1.3 Aufgabenstellung 3

12 2. Die Eingangsspannung ist von der Ausgangsspannung galvanisch zu trennen, um die Sicherheit für Personen und Hardwarekomponenten zu erhöhen. Ein Fehler auf der Sekundärseite hat so keinen Einfluss auf die Primärseite. 3. Die neue Hardware ist so zu gestalten, dass bei Bedarf die Geschwindigkeit des Ladevorgangs und die maximale Ausgangsspannung geändert werden können. Eine maximale Ausgangsspannungen von bis zu 500 V sollen erzeugt und sicher abgeschaltet werden können. 4. Die Kommunikation der Ladeschaltung ist zunächst über einen CAN-Bus zu realisieren. Bei der Auswahl des Mikrocontrollers ist darauf zu achten, dass dieser einen integrierten CAN-Controller bereitstellt. Zusätzlich kann ein Ethernetanschluss (RJ45) als zukünftige Kommunikationsschnittstelle vorgesehen werden. 5. Die bisher ungenau geregelte Ausgangsspannug resultiert in einer hohen Varianz der Flugkurve und Schussweite. Daher soll diese in einem Bereich von ±1 V regelbar sein, um die Reproduzierbarkeit der Flugkurve und Schussweite der Roboter zu verbessern. 6. Zum Schutz des Kondensators vor Überspannung ist, wie bei der bisherigen Platine, eine Schutzbeschaltung zu implementieren, die den Ladevorgang stoppt, sobald am Kondensator eine unzulässig hohe Spannung gemessen wird. Diese soll zuverlässig bei einer festgelegten Spannung auslösen und einfacher einzustellen sein, als dies bei der aktuellen Platine möglich ist. Auf Anweisung des IPC soll die Schutzbeschaltung zurückgesetzt und der Ladevorgang erneut gestartet werden können. 7. Da der Roboter ein System mit begrenzten Energieressourcen ist, ist eine Verbesserung des Wirkungsgrades zum Vorgänger wünschenswert. Die Aspekte der Sicherheit und Zuverlässigkeit dürfen jedoch nicht vernachlässigt werden, um die Ladeschaltung effizienter zu gestalten. 1.4 Aufbau der Arbeit Diese Arbeit ist wie folgt strukturiert. In Kapitel 2 werden die Grundlagen möglicher Gleichstromwandler erläutert, um aus einer geringen eine höhere Spannung zu erzeugen. Anschließend wird in Kapitel 3 diese Arbeit mit verwandten Arbeiten verglichen und diskutiert. Die Auswahl des Wandlers und die Ausarbeitung der Lösung sind in Kapitel 4 dargestellt. Kapitel 5 beschreibt die Evaluierung der entwickelten Lösung im Roboter. Abschließend gibt es in Kapitel 6 eine Zusammenfassung der Arbeit und einen Ausblick auf weiterführende Aufgaben. 4 1 Einleitung

13 2 Grundlagen In diesem Abschnitt wird eine Übersicht über die verschiedenen Typen von Gleichstromwandlern (DC/DC-Wandlern) gegeben, die für den Einsatz auf der neu entwickelten Platine in Betracht gezogen werden, und es werden die benötigten Grundlagen zum besseren Verständnis dieser Arbeit erläutert. Einleitend werden die Funktionen der Wandler ohne galvanische Trennung erklärt. Die Ladungspumpe wird der Vollständigkeit halber erwähnt. Der Aufwärtswandler wird auf der bisherigen Platine genutzt und erläutert, um diesen mit dem gewählten Wandler vergleichen zu können. Bei den Wandlern mit galvanischer Trennung wird zuerst der Sperrwandler erklärt, welcher auf dem Prinzip des Aufwärtswandlers basiert. Anschließend werden die Arbeitsweise des Flusswandlers dargestellt und der Resonanzwandler in seinem Funktionsprinzip erläutert. Zum Schluss wird auf die Verlustleistungsberechnung eingegangen, um eine Abschätzung über die Effizienz der verschiedenen Wandler machen zu können. Beim Beschreiben der verschiedenen Gleichungen werden Großbuchstaben für die durch die Hardware festgelegten Größen verwendet. Kleinbuchstaben werden genutzt, um Augenblickswerte zu beschreiben. 2.1 Ladungspumpe Die Ladungspumpe, engl. Charge Pump, vergrößert oder invertiert den Wert einer elektrischen Spannung. Als Zwischenspeicher für die elektrische Energie dienen Kondensatoren. Diese werden periodisch auf- und entladen. Magnetische Bauelemente werden für eine Ladungspumpe nicht benötigt. Um eine Spannungsverdopplung zu erreichen, wird eine einstufige Ladungspumpe genutzt. Diese ist in Abbildung 2.1 dargestellt. D 1 D 2 U e S 1 C 1 C 2 U a,max S 2 Abbildung 2.1: Schaltbild einer einstufigen Ladungspumpe zur Spannungsverdopplung In der ersten Halbperiode ist der Schalter S 1 geöffnet und S 2 geschlossen. Alle Kondensatoren laden sich oder sind bereits auf die Eingangsspannung U e aufgeladen. In der zweiten Halbperiode wird der Schalter S 1 geschlossen und S 2 geöffnet. Dabei muss sichergestellt werden, dass die beiden Schalter nie zeitgleich geschlossen sind, da sonst die Eingangsspannung kurzgeschlossen wird. Ist Schalter S 1 geschlossen, so ist die negativ geladenene Elektrode von C 1 auf die Eingangsspannung U e aufgesetzt. Steigt die Spannung am Kondensator C 1 über die Spannung an C 2, so wird die Diode D 2 leitend und C 1 entlädt sich in C 2. Wird die Ladungspumpe nicht belastet, so liegt nach mehreren Perioden die doppelte Eingangsspannung am Kondensator C 2 an. 5

14 Bei dieser Beschreibung ist von idealisierten Bauteilen ausgegangen worden. Insbesondere die Dioden D 1 und D 2 müssen hierbei bedacht werden, da an ihnen jeweils eine Spannung von 0,3 V bis 1 V abfällt. Dies reduziert die maximal erreichbare Ausgangsspannung U a,max. Die Ausgangsspannung einer unbelasteten Ladungspumpe kann mit U a,max = 2 U e 2 U D,f (2.1) berechnet werden. U e gibt dabei die Eingangs- und U a,max die Ausgangsspannung an. Mit U D,f ist die Spannung angegeben, die über einer Diode abfällt. Um eine Spannung um ein Vielfaches zu erhöhen, muss die Schaltung kaskadiert werden. Dazu werden jeweils zwei weitere Kondensatoren und Dioden eingefügt. Dies ist in Abbildung 2.2 gezeigt. D 1 D 2 D 3 D 4 U e S 1 C 1 C 2 C 3 C 4 u a S 2 Abbildung 2.2: Schaltbild der kaskadierten Ladungspumpe zur Spannungsvervielfachung Der linke Teil der Schaltung - bis zum Knotenpunkt von C 2 und D 2 - entspricht dem der einstufigen Ladungspumpe. Bei geöffnetem Schalter S 1 und geschlossenem Schalter S 2 laden sich alle Kondensatoren auf die Eingangsspannung U e auf. In der ersten Halbperiode wird S 1 geschlossen und S 2 geöffnet. Die Kondensatoren C 1 und C 3 sind auf die Eingangsspannung aufgesetzt. Sobald die Spannungen von C 1 bzw. C 3 die Spannungen von C 2 bzw. C 4 überschreiten, entladen sich diese in den jeweils folgenden Kondensator. In der zweiten Halbperiode, S 1 ist geöffnet und S 2 geschlossen, lädt sich C 1 auf U e auf. C 2 entlädt sich teilweise in C 3 bis an beiden die gleiche Spannung anliegt. Diese beiden Halbperioden wiederholen sich, bis der Ausgangskondensator C 4 unbelastet auf die dreifache Eingangsspannung aufgeladen ist. Soll die Ausgangsspannung weiter erhöht werden, sind weitere Kaskaden nötig. Die maximale Ausgangsspannung kann mit der Anzahl der Kaskaden K mit U a,max = (2 + K) U e berechnet werden. Berücksichtigt man die Verluste durch die Dioden kann die Ausgangsspannung mit U a,max = (2 + K) U e 2 (1 + K) U D,f (2.2) berechnet werden. Der Nachteil der Ladungspumpe ist die geringe Effizienz bei größeren Belastungen der Ausgangsspannung U a,max. Den höchsten Wirkungsgrad erzielt eine unbelastete Ladungspumpe. [vgl. 25, S. 11] Bei größeren Belastungen sind Wandler mit magnetischen Bauelementen effizienter. 6 2 Grundlagen

15 2.2 Aufwärtswandler (Boost Converter) Der Aufwärtswandler, auch Hochsetzsteller oder engl. Boost Converter genannt, wandelt mit Hilfe magnetischer Bauelemente eine Eingangsspannung in eine höhere Ausgangsspannung. Der Wandler besteht aus einer Spule, einem Transistor und einer Diode. Zur Glättung der Ein- und Ausgangsspannung werden vor der Spule und nach der Diode jeweils ein Kondensator vorgesehen. Das Schaltbild eines Aufwärtswandlers ist in Abbildung 2.3 dargestellt. Ein Ladepuls des Aufwärtswandlers setzt sich aus der Leitendund der Sperrphase zusammen. Während der Leitendphase schaltet der Transistor T 1 durch. Die Eingangsspannung U e fällt an der Spule L 1 ab. Der Strom i L, der durch die Spule fließt, steigt an. Die Induktivität speichert Energie im Magnetfeld. Während der Sperrphase sperrt T 1. Der Strom i L kommutiert, sobald die Spannung U DS größer als die Ausgangsspannung u a ist, auf die Diode D 1 und lädt den Ausgangskondensator C a auf. L 1 i L D 1 i D i M U e C e T 1 U DS C a u a Abbildung 2.3: Schaltbild eines Aufwärtswandlers Während eines Ladepulses wird in der Leitendphase der maximale Strom I L,max durch die Spule L als konstant angenommen. Dabei wird eine Energie von W L,P uls = 1 2 L I2 L,max (2.3) in der Spule zwischengespeichert und während der Sperrphase in den Ausgangskondensator entladen. Jeder Energiepuls W L,P uls besitzt dabei die gleiche Energie. Bis zum n-ten Puls beträgt die Energie im Kondensator w C (n) = n W L,P uls (2.4) Mit konstanter Kapazität C kann die aktuelle Ausgangsspannung u a (n) des Kondensators in Abhängigkeit der bisher ausgeführten Ladepulse n bestimmt werden. 1 2 C u a(n) 2 = n 1 2 L I2 L,max L IL,max 2 u a (n) = n (2.5) C Die folgenden Gleichungen und Folgerungen sind dem Buch Schaltnetzteile und ihre Peripherie [25] entnommen. Um die Lade- und Entladezeit der Spule zu bestimmen, wird die Gleichung der Selbstinduktivität betrachtet. u L = L di L dt (2.6) 2.2 Aufwärtswandler (Boost Converter) 7

16 Arbeitet der Wandler im stationären Zustand, so wird die Spule mit gleicher Energie geund entladen. Dies ist der angestrebte Zustand. Wird mehr Energie in die Spule geladen, gerät diese in Sättigung. Dies führt zu einem ineffizienteren Wandler. Der Wandler kann zudem im lückenden oder nicht lückendem Betrieb arbeiten. Beim nicht lückenden Betrieb wird die Spule erneut geladen, bevor diese sich vollständig entladen hat. Beim lückenden Betrieb gibt es während der Periode eine Zeit, in der die Spule weder geladen, noch entladen wird. Dies kann bei geringer Last genutzt werden. Arbeitet der Wandler an der Grenze zwischen den beiden Betriebsmodi, kann für di der maximale Strom I L,max eingesetzt werden. Stellt man die Gleichung der Selbstinduktivität 2.6 um, lässt sich mit der Gleichung 2.8 die Ladezeit T on der Spule in Abhängigkeit der Eingangsspannung berechnen. U e = L IL,max T on (2.7) T on = L IL,max U e (2.8) Die Entladezeit t off in Abhängigkeit der Ein- und Ausgangsspannung wird in Gleichung 2.10 berechnet. I L,max u a (n) U e = L t off (u a ) (2.9) I L,max t off (u a ) = L u a (n) U e (2.10) Während des Ladevorgangs des Kondensators ändern sich die Ausgangsspannung und damit die Entladezeit der Spule ständig. Wird diese nicht über den gesamten Ladevorgang angepasst, arbeitet der Wandler zunehmend weiter im lückenden Betrieb. Dadurch verlängert sich die Ladezeit des Kondensators. Durch eine Messung der Ausgangsspannung kann die Entladezeit der Spule geregelt werden. Die Funktion t off (u a ) ist für unterschiedliche Ströme I L,max in Abbildung 2.4 dargestellt. Für dieses Beispiel ist die Spule mit L = 2, 5 µh gewählt worden. Ein gesamter Ladepuls des Kondensators dauert t p (u a ) = T on + t off (u a ) (2.11) und ist durch die variable Entladezeit ebenfalls von der Ausgangsspannung abhängig. Mit dem Tastverhältnis v tp (u a ) = T on t p (u a ) (2.12) wird festgelegt, welches Verhältnis die Ladezeit der Spule T on zur gesamten Periode t p (u a ) besitzt. Über das Tastverhältnis steuert ein Controller den Transistor des Wandlers an. Die Abhängigkeit zur Ein- und Ausgangsspannung kann durch das Gleichsetzen 8 2 Grundlagen

17 10 Entladezeit toff [µs] t off (u a ) mit I L,max = 10 A t off (u a ) mit I L,max = 20 A t off (u a ) mit I L,max = 40 A Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 2.4: Entladezeit der Spule des Aufwärtswandlers der Gleichungen 2.7 und 2.9 über I max bestimmt werden. U e T on = (u a (n) U e ) t off (u a ) u a (n) U e = T on t off (u a ) + 1 u a (n) U e = u a (n) U e = v tp (u a ) = Ton t off (u a) 1 1 v tp (u a ) U e u a (n) (2.13) Der Verlauf von v tp (u a ) ist mit U e = 24 V in Abbildung 2.5 dargestellt. Um den Wandler effizient zu betreiben, muss die Spule unterhalb des Sättigungsstroms betrieben werden. Der Sättigungsstrom ist im Datenblatt der jeweiligen Spule angegeben und gibt den Strom an, bei dem der Induktivitätswert um einen ebenfalls angegebenen Prozentsatz gesunken ist. Wird der Strom weiter erhöht, nehmen die induktiven Eigenschaften der Spule immer stärker ab und der Wirkungsgrad des Wandlers verschlechtert sich [25, S. 184]. Um die Spitzenstrombelastung der Bauteile zu reduzieren, können mehrere Aufwärtswandler parallel betrieben werden. Erfolgt die Ansteuerung der einzelnen Wandler zeitlich versetzt, so reduziert sich die Spitzenstrombelastung der Energiequelle. Zusätzlich kann eine Beschleunigung des Ladevorgangs erreicht werden [25, S. 41]. Der Aufwärtswandler hat den Nachteil, dass dieser ungeregelt nicht leerlauffest ist, sodass die Ausgangsspannung nach dem Erreichen der gewünschten Spannung weiter ansteigt, bis Bauteile zerstört werden, die für die anliegende Spannung nicht ausgelegt wurden. Dies kann durch eine Regelung verhindert werden, die die Ladezeit der Spule anpasst oder den Wandler in einen Burst-Modus versetzt. Dieser wird genutzt, wenn der 2.2 Aufwärtswandler (Boost Converter) 9

18 1 Tastverhältnis vtp v tp (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 2.5: Tastverhältnis des Aufwärtswandlers Wandler nicht oder nur gering belastet wird, um eine Spannung konstant auf einen Wert mit geringer Welligkeit regeln zu können. Dazu werden einige Ladepulse ausgeführt, bis ein oberer Schwellwert erreicht ist. Darauf folgt eine Pause, in der kein Ladepuls stattfindet. Beim Erreichen eines unteren Schwellwerts werden erneut einige Ladepulse ausgeführt, bis die obere Schwelle erreicht ist. Dieser Vorgang wiederholt sich, bis sich die Belastung ändert und der Wandler über das Tastverhältnis geregelt wird. Ein Aufwärtswandler muss daher immer geregelt und die Ausgangsspannung überwacht werden. 2.3 Sperrwandler Der Sperrwandler, engl. Flyback-Converter, besteht im Grundaufbau aus einem Transformator, einem Transistor, einer Diode und Kondensatoren zur Glättung der Ein- und Ausgangsspannung. Durch den Transformator erfolgt die Spannungswandlung und Potentialtrennung. Da der Transformator einen Luftspalt besitzt, in dem die Energie zwischengespeichert wird, wird dieser Speichertransformator genannt. Während der Leitendphase speichert dieser Energie im Magnetfeld, die während der Sperrzeit an die Sekundärseite abgegeben wird. Der Sperrwandler ist in Abbildung 2.6 dargestellt. i P Tr i S D 1 L C a u a U e C e T 1 U DS Abbildung 2.6: Schaltbild eines Sperrwandlers 10 2 Grundlagen

19 Während der Leitendphase ist der Transistor T 1 leitend. Über der Primärwicklung des Transformators fällt die Eingangsspannung U e ab. Dadurch steigt, ähnlich wie beim Aufwärtswandler, der Strom i P in der Primärwicklung des Transformators an. Der Transformator speichert Energie. In der Sperrphase, der Transistor T 1 sperrt, muss aufgrund des magnetischen Flusses der Stromfluss aufrecht erhalten werden. Da auf der Primärseite kein Strom mehr fließen kann, kommutiert dieser vom Transistor T 1 auf die Diode D 1, sodass sich die gespeicherte Energie zur Sekundärseite entlädt. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators gibt dabei an, in welchem Verhältnis sich die Spannung und der Strom verändern. Die Berechnung der Ausgangsspannung am Kondensator kann, wie beim Aufwärtswandler, über die Formel 2.5 bestimmt werden. Der Unterschied zum Aufwärtswandler ist, dass die Energie im Transformator zwischengespeichert wird und durch das Sperren des Stromflusses auf der Primärseite, dieser auf die Sekundärseite kommutieren muss. Zur Berechnung werden die Größen des Transformators in Bezug auf die Primärseite bezogen [vgl. 25, S. 68]. Das Übersetzungsverhältnis ü wird mit Gleichung 2.14 festgelegt. N 1 gibt dabei die Wicklungszahl der Primärseite und N 2 die Wicklungszahl der Sekundärseite des Transformators an. ü = N 2 N 1 (2.14) Wie beim Aufwärtswandler kann auch beim Sperrwandler die Gleichung der Induktivität zugrunde gelegt werden. Für den Sperrwandler wird, wie beim Aufwärtswandler, ein stationärer Zustand sowie ein Betrieb an der Grenze zwischen lückendem und nicht lückendem Betrieb gewählt. Die folgenden Gleichungen und Folgerungen sind dem Buch Schaltnetzteile und ihre Peripherie [25] entnommen. Für die Leitendphase ergibt sich aus eine Ladezeit von U e = L IP,max T on Die Entladezeit des Sperrwandlers ergibt sich aus T on = L IP,max U e. (2.15) u a (n) ü = L I P,max t off (u a ) mit t off (u a ) = L IP,max ü. (2.16) u a (n) Die Funktion t off (u a ) ist für unterschiedliche Ströme I P,max in Abbildung 2.7 dargestellt. Für dieses Beispiel ist L = 2, 5 µh und ü = 10 gewählt worden. Wird der stationäre Zustand betrachtet, können die Gleichungen der Leitend- und Sperrphase gleichgesetzt werden. Mit der Periodenzeit von t p (u a ) = T on + t off (u a ) und 2.3 Sperrwandler 11

20 10 Entladezeit toff [µs] t off (u a ) mit I P,max = 10 A t off (u a ) mit I P,max = 20 A t off (u a ) mit I P,max = 40 A Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 2.7: Entladezeit des Transformators des Sperrwandlers dem Tastverhältnis von v tp (u a ) = Ton t p(u a) ergibt sich aus U e T on = u a(n) t off (u a ) L L u a (n) = T on ü U e t off (u a ) = T on = t p (u a ) T on v tp(u a) = u a (n) ü U e + u a (n) v t p 1 v tp (2.17) das Tastverhältnis des Sperrwandlers in Abhängigkeit der Ausgangsspannung. Der Verlauf von v tp (u a ) ist mit U e = 24 V in Abbildung 2.8 dargestellt. Die Spannung über dem Transistor U DS beträgt während der Leitendphase idealerweise 0 V. Sperrt der Transistor, wird die Sekundärseite auf die Primärseite rücktransformiert. Dadurch nimmt die Spannung den theoretischen Wert U DS = U e + u a (n) 1 ü (2.18) an. In diesem ist die Induktionsspannung durch die Streuinduktivität des Transformators noch nicht berücksichtigt. Der Transistor sollte daher größer als die so berechnete Spannung ausgelegt werden [26]. Um den Wandler effizient zu betreiben, muss der Transformator unterhalb der Sättigungsgrenze betrieben werden. Diese ist im Datenblatt angegeben. Arbeitet der Wandler oberhalb dieser Grenze, ist dieser ineffizienter. Der Wirkungsgrad verschlechtert sich [25, S. 184]. Der Sperrwandler ist, wie der Aufwärtswandler, ungeregelt nicht leerlauffest. Daher muss eine Regelung vorgesehen werden, die einen Anstieg der Spannung über die Zielspannung verhindert. Dies kann beim Sperrwandler ebenfalls durch den Burst-Modus erreicht werden Grundlagen

21 1 Tastverhältnis vtp v tp (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 2.8: Tastverhältnis des Sperrwandlers 2.4 Flusswandler Der Grundaufbau des Eintaktflusswandlers ist dem des Sperrwandlers sehr ähnlich. Der Unterschied zwischen den beiden Wandlern liegt im Transformator. Dieser besitzt beim Flusswandler keinen Luftspalt, in dem Energie zwischengespeichert wird. Daher können diese Transformatoren kleiner gebaut werden, als dies bei Transformatoren von Sperrwandlern der Fall ist. Die Energie wird während der Leitendphase direkt übertragen. Zu dem ist die Primärspule zur Sekundärspule anders gepolt als beim Transformator des Sperrwandlers. Zur Erklärung der Funktionsweise ist der Aufbau des Eintaktflusswandlers in Abbildung 2.9 dargestellt. Der Flusswandler besitzt neben dem Transformator einen Transistor, zwei Dioden, eine Speicherdrossel und Kondensatoren zur Glättung der Ein- und Ausgangsspannung. i P Tr i S D 1 L 1 i L D 2 C a u a U e C e T 1 Abbildung 2.9: Schaltbild eines Eintakt-Flusswandlers Während der Leitendphase ist der Transistor T 1 und die Diode D 1 leitend. Über der Primärwicklung des Transformators fällt die Eingangsspannung U e ab. An der Sekundärwicklung liegt sie multipliziert mit dem Übersetzungsverhältnis ü an. Über der 2.4 Flusswandler 13

22 Speicherdrossel L 1 fällt die Spannung u L1 = ü U e u a ab. Der Strom i L nimmt in dieser Phase zu, die Speicherdrossel wird geladen. Während der Sperrphase sperrt T 1. Der Strom i S = i L kommutiert von D 1 auf D 2. Die Speicherdrossel entlädt ihre Energie in den Ausgangskondensator. Der Strom i L nimmt ab. Die Spule wird benötigt, da diese den Stromanstieg begrenzt. Wird dieser Wandler ohne Speicherdrossel betrieben, wirkt der leere Kondensator wie ein Kurzschluss. Durch die direkte Energieübertragung wirkt ein sekundärseitiger Kurzschluss wie ein Kurzschluss der Primärseite. Eine Begrenzung des Stroms findet lediglich durch die ohmschen Widerstände der Transformatorwicklung, des Transistors und der Leiterbahnen statt. Die Berechnung der Ausgangsspannung am Kondensator kann, wie zuvor, über die Formel 2.5 bestimmt werden. Die folgenden Gleichungen und Folgerungen sind dem Buch Schaltnetzteile und ihre Peripherie [25] entnommen. Die Spannung am Ausgang kann einen Wert von U a,max = ü U e (2.19) nicht übersteigen. Der Flusswandler hat daher gegenüber dem Sperr- oder Aufwärtswandler den Vorteil, dass dieser leerlauffest ist. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators wird mit ü 2 U a,max U e (2.20) festgelegt. Die Ausgangsspannung kann anschließend nicht weiter erhöht werden, ohne den Transformator zu tauschen. Wie beim Aufwärtswandler kann auch beim Flusswandler die Gleichung der Induktivität 2.6 zugrunde gelegt werden. Für die Leitendphase ergibt sich aus ü U e u a (n) = L 1 IS,max t on (2.21) die Ladezeit der Spule. Der Sekundärstrom kann mit i S = i Pü dargestellt werden, sodass I S,max = I P,max ü gilt. durch den Primärstrom t on = L 1 I S,max ü U e u a (n) = L I P,max 1 ü(ü U e u a (n)) (2.22) Wird die Speicherdrossel während der Sperrzeit komplett entladen, kann die Formel u a (n) = L 1 IS,max t aus = L 1 IP,max ü t aus (2.23) zur Berechnung genuzt werden. Die Zeit zum Entladen der Spule kann mit t off (u a ) = L 1 I P,max ü u a (n) (2.24) bestimmt werden. Die Funktionen t on (u a ) und t off (u a ) sind für unterschiedliche Ströme I P,max in Abbildung 2.10 dargestellt. Für dieses Beispiel ist U e = 24 V, U a,max = 500 V und L = 2 mh gewählt worden. Das Übersetzungsverhältnis wird mit ü = 42 gewählt. Zur Bestimmung des Tastverhältnisses werden die Gleichungen 2.21 und 2.23 über I S,max gleichgesetzt. Dabei ist darauf zu achten, dass der Eintaktflusswandler nur mit 14 2 Grundlagen

23 10 Lade- und Entladezeit [µs] Ausgangsspannung u a [V] t off (u a ) mit I P,max = 10 A t off (u a ) mit I P,max = 20 A t off (u a ) mit I P,max = 40 A t on (u a ) mit I P,max = 10 A t on (u a ) mit I P,max = 20 A t on (u a ) mit I P,max = 40 A Abbildung 2.10: Lade- und Entladezeit der Spule des Flusswandlers einem maximalen Tastverhältnis von v tp = 0, 5 angesteuer werden darf. Dies ist erforderlich, damit sich der Magnetisierungsstrom im Transformator abbauen kann. Mit der Periodenzeit von t p (u a ) = t on + t off (u a ) und dem Tastverhältnis von v tp (u a ) = ton t p(u a) ergibt sich aus (ü U e u a (n)) t on = u a (n) t off ü U e u a (n) u a (n) = t off = 1 v t p (u a ) t on v tp (u a ) v tp (u a ) = u a(n) ü U e (2.25) Der Verlauf von v tp (u a ) ist mit U e = 24 V und U a,max = 500 V in Abbildung 2.11 dargestellt. Die Spannung über dem Transistor U DS beträgt während der Leitendphase idealerweise 0 V. Sperrt der Transistor, wird die an der Entmagnetisierungswicklung anliegende Spannung auf die Primärwicklung zurücktransformiert. Dadurch nimmt die Spannung den theoretischen Wert U DS = U e + ü P E U e (2.26) an. ü P E stellt das Übersetzungsverhältnis zwischen Primär- und Entmagnetisierungswicklung dar. Bei vielen Transformatoren unterscheidet sich die Anzahl der Wicklungen in der Primär- und Entmagnetisierungswicklung nicht, wodurch ü P E = 1 ist [26]. 2.5 Resonanzwandler Der Grundaufbau des Resonanzwandlers unterscheidet sich stark von dem des Sperr- und Flusswandlers. Der Resonanzwandler arbeitet mit einem Schwingkreis, in dem Energie zwischengespeichert wird. Dieser ermöglicht je nach Aufbau eine zusätzliche Verstärkung der Ausgangsspannung. Beim Resonanzwandler werden die Transistoren so angesteuert, dass diese möglichst im Spannungsnulldurchgang (engl. Zero Voltage Switching, 2.5 Resonanzwandler 15

24 0.5 Tastverhältnis vtp v tp (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 2.11: Tastverhältnis des Flusswandlers ZVS) oder Stromnulldurchgang (engl. Zero Current Switching, ZCS) geschaltet werden. Dadurch können diese Wandler auch bei hohen Schaltfrequenzen und Leistungen mit geringen Verlusten arbeiten. In Abbildung 2.12 ist ein ZCS-Wandler gezeigt. Dieser besteht aus zwei Transistoren, die zu einer Halbbrücke verschaltet sind, zwei Dioden, einem Transformator, einer Spule, einem Kondensator, einem Brückengleichrichter sowie zwei Kondensatoren zum Glätten der Ein- und Ausgangsspannung. T 1 D 1 L r Tr D 3 D 5 U e C e D 4 D 6 C a U a T 2 D 2 C r Abbildung 2.12: Schaltbild eines Resonanzwandlers Mit Hilfe der Halbbrücke wird eine Rechteckspannung erzeugt, welche am Serienschwingkreis, bestehend aus der Spule L r, dem Transformator T r sowie dem Kondensator C r, anliegt. Der Transformator arbeitet in diesem Fall als Flusswandler und besitzt keinen Luftspalt. Die am Ausgang entstehende Wechselspannung wird mit dem Brückengleichrichter gleichgerichtet. Den maximalen Ausgangsstrom liefert der Wandler, wenn 16 2 Grundlagen

25 die Halbbrücke mit der Resonanzfrequenz f nach Formel 2.27 arbeitet. f = 1 2 π L r C r (2.27) Die Dioden D 1 und D 2 begrenzen die Spannung und führen überschüssige Energie des Schwingkreises der Versorgungsspannung zu. Mit diesen Dioden ist ein Resonanzwandler leerlauffest. Entfallen die Dioden, kann mit dem Schwingkreis eine Spannungsverstärkung erreicht werden. Für den Resonanzwandler müssen die Induktivitäten und Kapazitäten im Resonanzkreis exakt aufeinander abgestimmt werden. Darunter zählen auch die Induktivitäten und Kapazitäten der Leitungen. Wird der Resonanzwandler nicht exakt ausgelegt, arbeitet dieser schlechter. 2.6 Verlustleistungsberechnung In diesem Abschnitt wird auf die Verluste der einzelnen Bauteile eingegangen, um eine Abschätzung der Effizienz der einzelnen Wandler zu erhalten. Die Verluste des äquivalenten Serienwiderstands eines Kondensators werden bei der Verlustleistungsberechnung vernachlässigt. Ebenso werden die Leiterbahnen und Zuleitungen zur Platine als ideal angenommen und induktive, kapazitive sowie ohmsche Einflüsse vernachlässigt. Verluste der Diode Die Verluste der Diode setzen sich zusammen aus den Durchlass- sowie Sperrverlusten und den Verlusten während der Schaltzeit. Aufgrund des sehr geringen Sperrstroms bei den meisten Dioden können die Sperrverluste vernachlässigt werden. Ebenso betragen die Einschaltverluste einer Diode nur wenige Prozent der Durchfluss- und Ausschaltverluste [18, S. 106]. Die Verluste während des Ausschaltvorgangs fallen bei einem abprupten Wechsel von leitendem zu sperrendem Zustand stark ins Gewicht. Bei einem langsamen Schaltvorgang der Diode können auch diese Verluste vernachlässigt werden. Bei den verschiedenen Wandlern mit magnetischen Bauelementen wird die Spule vollständig entladen. Dieser Vorgang entspricht einem langsamen Schaltvorgang mit geringem di dt. Da nur ein geringer Strom vor dem Schaltvorgang durch die Diode geflossen ist, werden nicht so viele Ladungsträger benötigt, wie wenn dieser Wechsel abrupt stattfindet. Daher werden nur die Durchlassverluste berücksichtigt. Die Durchlassverluste der Diode hängen von der Durchlassspannung U D,f, dem durch die Diode fließenden Strom i D und der Zeit t D,on, die die Diode leitet, ab. P VD,on = 1 td,on U D,f i D (t) dt (2.28) t p Für einen sägezahnförmigen Verlauf des Stroms i D = I D,max 0 t t D,on kann mit P VD,on = t D,on t p UD,f I D,max 2 (2.29) die Durchlassverlustleistung bestimmt werden. 2.6 Verlustleistungsberechnung 17

26 Verluste des Transistors Die Verluste des Transistors setzen sich ebenfalls aus Schalt-, Durchlass- und Sperrverlusten zusammen. Die Sperrverluste werden aufgrund des geringen Sperrstroms vernachlässigt. Bei Schaltvorgängen von induktiven Lasten hat der Ausschaltvorgang den größeren Einfluss auf die Schaltverluste. Die Verluste beim Einschaltvorgang einer induktiven Last sind gering und werden daher vernachlässigt. Die Durchlassverluste können nach [18, S. 209] mit ( ) 2 P VM,on = v tp R DS,on IM,rms 2 IM,max = v tp R DS,on (2.30) 3 berechnet werden. Die Ausschaltverluste können nach [25, S. 139] mit P VM,sw = U DS IM,max 2 t f f (2.31) für induktive Lasten bestimmt werden. Die Gesamtverluste am Transistor berechnen sich mit P VM = P VM,on + P VM,sw. (2.32) Verluste der Spule Die Verluste in der Spule setzen sich aus den ohmschen Verlusten im Spulendraht und den Verlusten im Eisenkern zusammen. Die Verluste im Eisenkern sind kompliziert zu messen, aber im jeweiligen Datenblatt angegeben. Die ohmschen Verluste können mit P VL,R = 1 t p tp 0 R L i 2 L(t) dt (2.33) berechnet werden. Für einen sägezahnförmigen Verlauf des Stroms i L können mit P VL,R = 1 t p Ton 0 R L I 2 L,max t 2 T 2 on + 1 t p toff 0 R L I 2 L,max t 2 t 2 off dt = I2 L,max R L 3 die ohmschen Verluste bestimmt werden. (2.34) Verluste des Transformators Die Verluste im Transformator setzen sich, wie bei der Spule, aus ohmschen Verlusten, Verlusten im Eisenkern sowie Streuverlusten zusammen. Die Verluste des Eisenkerns werden dem Datenblatt entnommen. Die Verluste fallen beim Sperrwandler während der Zeit T on in der Primärwicklung und während der Zeit t off in der Sekundärwicklung an. Beim Flusswandler fallen die Widerstände in den Wicklungen nur während der Zeit t on an. Für die Berechnung wird ein sägezahnförmiger Stromverlauf der Primär- und Sekundärseite angenommen. Die ohmschen Verluste in den Wicklungen werden mit P VT,R = 1 t p ( t1 0 R prim IP,max 2 t2 t t2 = t 1 I2 P,max R prim + t 2 I2 S,max R sek t p 3 t p 3 0 R sek I 2 S,max t2 t 2 2 ) dt (2.35) 18 2 Grundlagen

27 bestimmt. Die Verluste durch die Streuinduktivität werden mit P VT,Streu = 1 2 L S I 2 P,max 1 t p (2.36) bestimmt. Dabei gibt L S die Streuinduktivität des Transformators an. Die Gesamtverluste des Transformators werden mit Gleichung 2.37 berechnet. P VT = P VT,R + P VT,Streu (2.37) 2.6 Verlustleistungsberechnung 19

28 3 Verwandte Arbeiten Im Bereich des RoboCup gibt es wenige Arbeiten, die sich mit der Auslegung einer Ladeschaltung für elektromagnetische Schussmechanismen beschäftigen. Der Fokus bei Arbeiten über den Schussmechanismus liegt auf der Entwicklung und Konstruktion einer Schussspule, um diese so zu entwerfen, dass eine maximale Energie auf den Ball übertragen werden kann [35] [12]. Die Elektronik, die genutzt wird, um die Spannung auf das benötigte Niveau zu transformieren, wird nicht detailiert betrachtet. In dem Artikel CAMBADA, Hardware Description [5] beschreibt das Team CAM- BADA die Hardware- und Elektronikkomponenten, die in den Robotern des Teams eingesetzt werden. Die Versorgungs- und Ausgangsspannung ist dabei galvanisch von der Spannung für den PC und die Mikrocontroller getrennt. Dies erreicht das Team CAM- BADA, indem ein Akku mit 9,6 V und 3,7 Ah für die Logikkomponenten vorgesehen ist. Zwei weitere Akkus mit 12 V und 3,7 Ah sind für Komponenten vorgesehen, die viel Energie benötigen, wie zum Beispiel Motoren oder die Ladeschaltung des Schussmechanismus. Das Schusssystem wird über einen Aufwärtswandler geladen. Die Spannung, mit der das Team CAMBADA den Ausgangskondensator lädt, beträgt 90 V. Der genutzte Kondensator ist im Roboter untergebracht, hat eine Kapazität von 80 mf und kann bei 90 V eine Energie von 324 J speichern. Die Ladeschaltung wird dabei mit einer Frequenz von 18 khz betrieben. Das Team CAMBADA hat diesen Wert experimentell bestimmt, da dieser für das Team ein Optimum zwischen Effizienz und Ladegeschwindigkeit bietet. Ein Ladevorgang des Kondensators dauert etwa 6 s. Zum Auslösen des Schusses über die Schussspule wird ein Solid-State Schalter genutzt. Dieser basiert auf N-Kanal Transistoren, die eine Spannung von 150 V sperren und einen Strom von 240 A leiten. Eine mit dem Schusssystem verbundene Lichtschranke verhindert ein fehlerhaftes Auslösen. Die Kommunikation mit anderen Geräten findet über eine CAN-Bus Schnittstelle statt. In dem Artikel Tech United Eindhoven Team Description 2014 [19] des Teams Tech United beschreibt das Team kurz den Aufbau des Roboters. Der Schussmechanismus wird, wie die restliche Elektronik, aus zwei parallel geschalteten Akkus mit jeweils 24 V und 3,3 Ah versorgt. Aus diesen lädt die Lade- und Schussschaltung einen Kondensator mit 4,7 mf auf eine Spannung von 450 V. Dies entspricht einer maximalen Energie von 476 J, die pro Schuss zum Schießen des Balls eingesetzt werden kann. In [2] beschreibt das Team den Einsatz eines Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode (engl. insulatedgate bipolar transistor, IGBT), um den Schuss auszulösen. Ein pulsweitenmoduliertes Signal steuert dabei das Gate des IGBT an, um die Schusskraft zu kontrollieren. In der Projektarbeit Entwicklung eines elektromagnetischen Schussmechanismusses für autonome mobile Fußballroboter [24] beschreibt Daniel Saur die Entwicklung, Konstruktion und Ansteuerung des elektromagnetischen Schussmechanismus. Das Hauptaugenmerk liegt dabei auf der Konstruktion einer geeigneten Schussspule, die die elektrische Energie effizient in magnetische und durch das Einziehen des Eisenkerns in mechanische Energie umwandelt. Für die Elektronik wählt Daniel Saur einen Aufwärtswandler. Dieser wird von einem Mikrocontroller der ATmega-Reihe gesteuert und lädt acht parallele 1 mf Kondensatoren, die auf der Platine untergebracht sind, auf 230 V. Dies entspricht einer Energie von 212 J. Für einen Ladevorgang wird eine Zeit von 5 s benötigt. Um die Kondensatoren vor einer Überspannung zu schützen, implementiert Daniel Saur eine Hardwareabschaltung, die bei einer Spannung von 240 V auslöst und die Ladeschaltung deaktiviert. Die Schaltung ist so ausgelegt, dass sie über den CAN-Bus mit anderen Geräten kommunizieren kann. Die Schaltung von Daniel Saur ist auf Basis des Auf Verwandte Arbeiten

29 wärtswandlers für das Team CNC weiterentwickelt worden, sodass innerhalb von 16 s ein 8,2 mf Kondensator auf eine Spannung von 330 V geladen wird. Dies entspricht einer Energie von 446 J. Zur Energieversorgung setzt das Team CNC drei 12 V Akkus mit jeweils 4 Ah ein. Davon sind zwei parallel und der dritte in Reihe geschaltet, sodass eine Spannung von 24 V für die Lade- und Schussschaltung zur Verfügung steht. Da die Energieversorgung nicht auf eine galvanische Trennung zwischen Logikkomponenten und Aktoren ausgelegt ist, wie dies beim Team CAMBADA der Fall ist, wird nach einem Gleichstromwandler gesucht, der eine galvanische Trennung ermöglicht. Das Buch Schaltnetzteile und ihre Peripherie [25] von Ulrich Schlienz wird für die Auswahl des Wandlers und dessen Parameter gewählt. In dem Buch stellt Ulrich Schlienz verschiedene Möglichkeiten vor, eine Gleichspannung auf eine andere Spannung zu transformieren. Der Anwendungsbereich liegt dabei im Verständnis der Grundlagen von Schaltnetzteilen. Dazu werden mit Hilfe von Schaltungen sowie Strom- und Spannungsverläufen die Grundlagen der verschiedenen Wandler erläutert. Im Buch werden diese für eine konstante Last ausgelegt. Das Laden eines Kondensators mit großer Kapazität wird nicht beschrieben, ist aber unter Berücksichtigung von bestimmten Bedingungen mit jedem Wandler möglich. Ebenso geht Ulrich Schlienz auf die Betrachtung der Verlustleistung ein und gibt einen Überblick über den eingesetzten Leistungsbereich der verschiedenen Wandler. Bei der Neuentwicklung wird eine bessere Effizienz angestrebt, um die limitierten Ressourcen der Akkus zu schonen. Die bisherige Sicherheitsfunktion, die Hardwareabschaltung bei Überspannung, soll dabei erhalten bleiben und feiner eingestellt werden können. Um die Schaltung besser auslegen zu können, wird die Lade- und Schussschaltung genauer analysiert und Bauteile durchgemessen, deren Werte nicht bekannt sind. Ermittlung der Spulendaten Die verbaute Schussspule ist eine Eigenkonstruktion, deren Induktivität bisher weder bestimmt noch in einer Dokumentation festgehalten ist. Diese ist jedoch relevant für die Auswahl des Schalters zum Auslösen des Schusses. Zur Bestimmung der Induktivität der Schussspule wird diese in Reihe mit einem Schalter und einem Widerstand an eine Spannungsquelle angeschlossen. Der Messaufbau ist in Abbildung 3.1 dargestellt. Mit Hilfe eines Osziloskops wird die Spannung über dem Widerstand gemessen und über das ohmschen Gesetz der Strom bestimmt. Über die Zeitkonstante der Spule τ L kann die S 1 L 1 i L U e R 1 u m Abbildung 3.1: Messaufbau zur Bestimmung der Induktivität der Schussspule Induktivität der Spule L 1 annäherungsweise bestimmt werden. τ L = L R = L 1 R 1 (3.1) 21

30 τ L gibt dabei an, nach welcher Zeit der Strom durch die Induktivität von 0% auf 63 % des Maximalwertes angestiegen ist. Der Spannungsverlauf über dem Widerstand R 1, welcher dem Verlauf des Spulenstroms i L entspricht, zeigt die Spannung u m beim Schließen des Schalters S 1 und wird in Abbildung 3.2 dargestellt. Aus dieser kann die Zeitkonstante τ L abgelesen werden. Mit einer Eingangsspannung von U e = 4, 6 V und einer Spannung Abbildung 3.2: Messung der Induktivität der Schussspule U τl = 0, 63 U e 2, 9 V lässt sich eine Zeitkonstante von τ L 20 µs ablesen. Mit R 1 = 1 kω ergibt sich für die Schussspule L 1 ein Wert von L 1 = τ L R 1 = 20 µs 1000 Ω = 20 mh. Während des Schussvorgangs wird der Eisenkern in die Spule eingezogen. Die Schussspule ist eine Zylinderspule, deren Induktivität mit L = µ 0 µ r N 2 A (3.2) l bestimmt wird [8, S. 25]. Die magnetische Feldkonstante µ 0, die Windungszahl N, der Spulenquerschnitt A sowie die Spulenlänge l sind konstant. Durch das Einziehen des Eisenkerns verändert sich die magnetische Permeabilität µ r der Spule. Für eine mit Luft gefüllte Spule liegt µ r 1. Ist die Spule mit Eisen gefüllt, kann die Permeabilität im Bereich von 300 µ r liegen. Für genaue Berechnungen muss die Induktivität für einen unterschiedlich weit eingezogenen Eisenkern aufgenommen werden. Da dies nur mit sehr großem Aufwand ausgeführt werden kann, wird hier mit dem ermittelten Wert L = 20 mh für die Schussspule ohne Eisenkern weitergerechnet. Dabei ist zu beachten, dass mit voll eingezogenem Eisenkern der Induktivitätswert das Maximum erreicht Verwandte Arbeiten

31 Ermittlung der Kondensatordaten Der eingesetzte Elektrolytkondensator [3] ist mit einer Kapazität von C = 8, 2 mf ± 20% und einer Nennspannung von U = 350 V angegeben. Die Kapazität wurde mit einem Kapazitätsmessgerät (±2%) überprüft und liegt mit C a = 7, 2 mf innerhalb der Toleranz des Herstellers. Da das Messgerät eine größere Genauigkeit hat als die vom Hersteller angegebene Toleranz, werden die folgenden Berechnungen mit dem gemessenen Wert C a = 7, 2 mf durchgeführt. Für eine Spannung von U a = 330 V wird der Leckstrom nach der Formel aus dem Datenblatt [3] berechnet. I leak 0, 02 µa ( ) 0, µa 5, 26 ma. Ein Leckstrom ist ein unerwünschter Strom, der aufgrund von Schwachstellen im Dielektrikum, des Tunneleffekts oder des Aufbaus einer Oxidschicht fließt [7]. Daraus ergibt sich eine Verlustleistung von P VC = U a I leak = 330 V 5, 26 ma 1, 74 W. Um die Spannung am Kondensator konstant zu regeln, muss der Wandler eine Leistung von etwa 1, 74 W zum Erhalten der Kondensatorenergie übertragen. Die Ladeschaltung der bisherigen Platine lädt den Kondensator auf eine Spannung von U a,max = 330 V. Die dabei vorhandene Energie im Kondensator W C lässt sich mit der Formel 3.3 berechnen. W C = 1 2 C a U 2 a,max (3.3) Für die Spannung von U a,max = 330 V beträgt die Energie W C,330 = 1 2 7, 2 mf (330 V )2 392 J (3.4) Mit einer Energie von 392 J, die der Kondensator speichert, befindet sich das Team CNC zwischen den Teams CAMBADA (324 J) und Tech United (476 J). Nachdem die Schaltung die maximale Spannung von U a,max = 330 V erreicht hat, beginnt die Regelung. Dabei fällt auf, dass der Mikrocontroller der bisherigen Schaltung die Ausgangsspannung zwischen 320 V und 330 V regelt. Die sich daraus ergebende Energiedifferenz berechnet sich zu W C = 1 2 C (U 2 max U 2 min) (3.5) und beträgt W C = 1 2 7, 2 mf ((330 V )2 (320 V ) 2 ) = 23, 4 J. Die Abweichung zur Energie bei U a,max im Kondensator beträgt W C = 23, 4 J W C, J 5, 97 %. Bei einem Schuss, für den die gesamte Energie des Kondensators genutzt wird, ergibt sich eine Abweichung der für den Schuss aufgewendeten Energie von etwa 6%. Dadurch ist eine Ungenauigkeit in der Flugkurve und -weite des Balls wahrscheinlich. Zusätzlich kommt es durch die variierende Ausgangsspannung zu unterschiedlich hohen Stromanstiegsgeschwindigkeiten in der Spule. Dies führt bei gleicher Auslösezeit zu unterschiedlichen Strömen. Daraus resultieren variierende magnetische Kräfte, die auf den Eisenkern 23

32 wirken, was ebenfalls zu verschiedenen Flugkurven und -weiten führt. Dieser Effekt tritt auch bei Schüssen mit geringer Auslösezeit auf. Die Stromanstiegsgeschwindigkeit kann mit Formel 3.6 berechnet werden. di dt = U (3.6) L Dazu werden die Induktivität der Spule und die Ausgangsspannung zur einfacheren Berechnung als konstant angenommen. Die Differenz der Stromanstiegsgeschwindigkeit wird nach Formel 3.7 berechnet. di dt = di max di min dt dt Mit dieser ergibt sich für die Abweichung der Stromanstiegsgeschwindigkeit (3.7) di dt di max dt = U max U min U max = 330 V 320 V 330 V 3%. (3.8) Die Stromanstiegsgeschwindigkeit kann durch unterschiedliche Spannung im Kondensator um bis zu 3% abweichen. Der maximale Strom durch die Spule lässt sich mit Formel 3.9 berechnen. C I = U (3.9) L Für L = 20 mh ergeben sich dabei Ströme von 7, 2 mf I 320 V = 320 V 20 mh 192 A 7, 2 mf I 330 V = 330 V 20 mh 198 A Bei diesen Strömen ist mit einer konstanten Induktivität gerechnet worden. Beim Einziehen des Eisenkerns vergrößert sich diese jedoch, sodass die realen Spulenströme geringer sind. Für die Ströme ergibt sich eine Differenz von 6 A, was der Abweichung von 3% zu I 330 V entspricht. Die Abweichung bei der Gesamtenergie W C führt bei Schüssen, für die ein großer Teil der Energie benötigt wird, zu einer Abweichung der Flugkurve und Schussweite. Die Stromanstiegsgeschwindigkeit wirkt sich auch bei Schüssen mit geringer Auslösezeit aus. Durch einen höheren Strom durch die Schussspule wird eine größere Kraft auf den Eisenkern, der in die Spule eingezogen wird, ausgeübt. Diese Kraft überträgt sich durch die Schussschaufel direkt auf den Ball. Daher zieht auch die Abweichung der Stromanstiegsgeschwindigkeit eine Veränderung der Flugkurve und Schussweite nach sich. Für die neuentwickelte Schaltung muss daher auf eine genauere Regelung der Ausgangsspannung geachtet werden Verwandte Arbeiten

33 4 Lösung In diesem Kapitel werden die Entwicklungsschritte der neuen Lade- und Schussschaltung erläutert. Dazu werden zunächst der Wandler sowie wichtige integrierte Schaltungen ausgewählt, die auf der Schaltung eingesetzt werden. Danach wird die Verschaltung der Platine erläutert. Zum Abschluss wird beschrieben, was beim Betrieb außerhalb der Spezifikationen zu beachten ist. 4.1 Vergleich und Auswahl des Wandlers In diesem Abschnitt werden die in den Grundlagen vorgestellten Wandler auf ihren Einsatz in der Ladeschaltung überprüft. Mit jedem Wandler ist eine Spannungsvervielfachung auf bis zu 500 V möglich. Unterschiede gibt es bei der galvanischen Trennung, der Anzahl an Bauteilen und der Effizienz. Für einen Vergleich wird der primärseitige Strom auf I V = 15 A und die Ausgangsspannung auf U a,max = 330 V festgelegt. Ladungspumpe Um mit der Ladungspumpe den Kondensator auf die Ausgangsspannung U a,max = 330 V zu laden, muss die Ladungspumpe kaskadiert werden. Die Anzahl der benötigten Kaskaden wird durch das Umstellen der Formel 2.2 nach K bestimmt. K = U a,max U e U e 2 U D,f Mit einer Eingangsspannung von U e = 24 V und einem Spannungsabfall über den Dioden von U D,f = 1 V ergibt sich eine Anzahl von K = 330 V 24 V 24 V 2 1 V = 13, 9 14 Kaskaden. Ist die Eingangsspannung geringer oder ist eine höhere Ausgangsspannung gefordert, muss die Anzahl an Kaskaden vergrößert werden. In einem Beispiel werden die Verluste zum Laden eines Kondensators mit C a = 7, 2 mf bei einer Ausgangsspannung von U a,max = 330 V bestimmt. Der Kondensator soll in t = 10 s geladen werden. Zur Vereinfachung wird von einem konstanten Stromfluss ausgegangen. Dieser kann mit der Formel für die Ladung im Kondensator bestimmt werden, indem diese nach dem Strom umgestellt wird. Q = I t = C a U a,max I = C a U a,max t = 7, 2 mf 330 V 10 s 0, 24 A. Bei 14 Kaskaden werden insgesamt 30 Dioden benötigt. An diesen entsteht mit U D,f = 1 V eine Verlustleistung von P VD = 30 U D,f I = 7, 2 W. Schaltverluste der Dioden und Transistoren sowie die ohmschen Verluste der Bauteile und Leiterbahnen erhöhen die gesamten Verluste zusätzlich. Zudem hat die Ladungspumpe für eine Spannungsvervielfachung auf U a,max = 330 V mit über 60 Bauteilen einen 25

34 sehr hohen Bauteilaufwand. Dieser wird maßgeblich durch die zwei Dioden und zwei Kondensatoren bestimmt, die pro Kaskade benötigt werden. Neben dem großen Bauteilaufwand besitzt die Ladungspumpe den Nachteil, dass keine galvanische Trennung möglich ist. Zudem ist die Ladungspumpe nicht kurzschlussfest. Eine Überwachung der Ausgangsspannung ist nicht zwingend erforderlich, da die Ladungspumpe leerlauffest ist. Ein weiterer Vorteil ist, dass keine magnetischen Bauelemente benötigt werden. Die Vorund Nachteile sind in Tabelle 4.1 aufgelistet. Tabelle 4.1: Vor- und Nachteile der Ladungspumpe Vorteile leerlauffest keine magnetischen Bauelemente Nachteile keine galvanische Trennung nicht kurzschlussfest viele Bauteile hohe Einschaltströme am Transistor Aufgrund des großen Bauteilaufwands, der hohen Verluste durch die Anzahl der Dioden und der Anforderung an galvanische Trennung wird die Ladungspumpe nicht für den Einsatz in der Ladeschaltung gewählt und auch nicht weiter untersucht. Aufwärtswandler Der Aufwärtswandler, der auf der bisherigen Platine eingesetzt wird und in Abbildung 2.3 dargestellt ist, benötigt im Vergleich zur Ladungspumpe viel weniger Bauteile. Dadurch verringert sich der Aufwand und die Komplexität des Aufbaus. Auch der Platzbedarf sinkt. Jedoch besitzt auch der Aufwärtswandler keine galvanische Trennung. Zudem ist dieser weder kurzschluss- noch leerlauffest, sodass die Ausgangsspannung überwacht werden muss [31]. Die Vor- und Nachteile sind in Tabelle 4.2 aufgelistet. Tabelle 4.2: Vor- und Nachteile des Aufwärtswandlers Vorteile wenige Bauteile geringer Aufwand großer Eingangsbereich Nachteile keine galvanische Trennung nicht kurzschlussfest nicht leerlauffest Schalten im Strommaximum Zum Vergleich der verschiedenen Wandler wird die Verlustleistung P V betrachtet. Die Verluste des Aufwärtswandlers P VAW setzen sich zusammen aus den Verlusten der Spule P VL,R, des Transistors P VM und der Diode P VD. P VAW = P VL,R + P VM + P VD (4.1) Die ohmschen Verluste der Spule P VL,R sind abhängig vom Strom I L,max durch den Widerstand R L. Für eine Beispielrechnung wird die Spule AGP KL [22] des Herstellers Coilcraft gewählt. Diese Spule hat eine Induktivität von L = 15 µh und einen Sättigungsstrom von I L,sat = 20, 5 A. Die ohmschen Verluste liegen bei R L = 2, 3 mω Lösung

35 Mit I L,max = I V = 15 A ergibt sich nach 2.34 eine Verlustleistung von P VL,R = I2 L,max R L 3 = (15 A)2 2, 3 mω 3 0, 1725 W. Die Verlustleistung im Transistor ist abhängig vom zu sperrenden Strom I M,max, der zu sperrenden Spannung U DS und der Frequenz f = 1 t p, mit der geschaltet wird. Ebenso sind die Abschaltzeit t f und der Leitendwiderstand R DS,on des Transitordatenblatts zu entnehmen. Für die Beispielrechnung wird der Transistor IPP65R045C7 [20] des Herstellers Infineon gewählt. Dieser besitzt einen R DS,on = 45 mω und ein t f = 7 ns. Die Drain-Source-Spannung am Transistor entspricht beim Aufwärtswandler der aktuellen Ausgangsspannung U DS = u a. Mit I M,max = I L,max = I V = 15 A ergibt sich nach 2.32: P VM (u a ) = v tp RDS,on I 2 M,max 3 + U DS I M,max t f 2 t p = u a U e u a RDS,on I 2 M,max 3 + (u a U e ) Ue t f 2 L = 3, 375 W ua 24 V u a + 0, 0056 A (u a 24 V ) Die Verlustleistung, die in der Diode entsteht, wird nach 2.29 berechnet. Die Zeit, während der die Diode leitet, ist die Zeit, in der sich die Spule entlädt: t D,on = t off. Für die Beispielrechnung wird die Diode STTH810D [29] des Herstellers STMicroelectronics genutzt. Die Durchlassspannung beträgt U D,f = 1, 3 V. Mit I D,max = I L,max = I V = 15 A ergibt sich P VD = t off t p UD,f I D,max 2 = 1 Ue U D,f I D,max u a 2 1 = 234 W V. u a Die Gesamtverlustleistung des Aufwärtswandlers wird nach 4.1 berechnet. P VAW = 0, 1725 W + 3, 375 W ua 24 V u a + 0, 0056 A (u a 24 V ) W V Bei einer Ausgangsspannung von u a = 330 V wird eine Verlustleistung von 1 u a P VAW 5, 72 W produziert. Die unterschiedlichen Verlustleistungen des Aufwärtswandlers sind zusammen mit der Gesamtverlustleistung P VSW in der Abbildung 4.1 dargestellt. Die Verluste im Widerstand der Spule sind sehr gering und haben kaum Einfluss auf die Verluste. Im geringeren Spannungsbereich bis u a 90 V wirken sich die Verluste in der Diode am stärksten aus. Ab u a 90 V sind die Verluste im Transistor vorherrschend. 4.1 Vergleich und Auswahl des Wandlers 27

36 15 Verlustleistung PV [W] P VL,R (u a ) P VM (u a ) P VD (u a ) P VAW (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 4.1: Verlustleistungen im Aufwärtswandler Sperrwandler Da der Sperrwandler, in Abbildung 2.6 dargestellt, vom Aufbau dem Aufwärtswandler ähnlich ist, besitzen die beiden Wandler ähnliche Vor- und Nachteile. So besitzt auch der Sperrwandler einen einfachen Aufbau mit geringer Anzahl an Bauteilen. Durch einen Transformator ist eine galvanische Trennung im Gegensatz zum Aufwärtswandler möglich. Außerdem ist der Sperrwandler kurzschlussfest, da die Energie nur übertragen wird, wenn der Transistor T 1 geschaltet wird. Allerdings ist auch der Sperrwandler nicht leerlauffest, sodass die Ausgangsspannung überwacht werden muss. Beim Transformator ist eine gute magnetische Kopplung notwendig, da sonst die Verluste in diesem ansteigen. Der Transistor schaltet im Strommaximum ab, sodass eine große Verlustleistung am Schalttransistor entstehen. Außerdem können durch das harte Schalten, der Transistor schaltet den Strom im Maximum ab, Probleme mit der elektromagnetischen Verträglichkeit auftreten [31]. Die Vor- und Nachteile sind in Tabelle 4.3 zusammengefasst. Tabelle 4.3: Vor- und Nachteile des Sperrwandlers Vorteile einfacher Aufbau wenige Bauteile großer Regelbereich prinzipiell kurzschlussfest galanische Trennung Nachteile Problem mit EMV Trafo mit guter magnetischer Kopplung Schalten im Strommaximum Die Verluste des Sperrwandlers P VSW setzen sich zusammen aus den Verlusten des Transformators P VT, des Schalttransistors P VM und der Diode P VD auf der Sekundärseite. P VSW = P VT + P VM + P VD (4.2) Die Verluste im Transformator P VT sind abhängig vom Strom I P,max = I V durch den 28 4 Lösung

37 ohmschen Widerstand der Primär- und Sekundärseite sowie der Streuinduktivität L S. Für eine Beispielrechnung wird der Transformator GA3459 [11] des Herstellers Coilcraft genutzt. Dieser besitzt eine primärseitige Induktivität von L = 5 µh. Die Streuinduktivität liegt bei L S = 0, 1 µh. Das Übersetzungsverhältnis beträgt ü = 10. Der Widerstand der Primärseite beträgt R prim = 7, 7 mω. Der Widerstand der Sekundärseite beträgt R sek = 515 mω. Mit I P,max = ü I S,max = I V = 15 A ergibt sich nach 2.35 für ohmsche Verluste und nach 2.36 für Streuverluste eine Verlustleistung von P VT,R = v tp I2 P,max R prim 3 = I2 P,max R prim 3 ü (1 v tp ) I2 S,max R sek ( 3 u a I 2 P,max u a + ü U e 3 ( R prim R ) ) sek ü 2 P VT,Streu = L S I P,max 2 L U e u a ü U e + u a P VT = P VT,R + P VT,Streu = 0, W + 3, W u a u a V Die Verlustleistung im Transistor P VM ist abhängig vom zu sperrenden Strom I M,max, der zu sperrenden Spannung U DS und der Frequenz f = 1 t p, mit der geschaltet wird. Ebenso sind die Abschaltzeit t f und der Leitendwiderstand R DS,on des Transitordatenblatts zu entnehmen. Für die Beispielrechnung wird der Transistor SUP80090E [30] des Herstellers Vishay gewählt. Dieser besitzt einen R DS,on = 8 mω und ein t f = 8 ns. Die Drain-Source-Spannung am Transistor entspricht beim Sperrwandler nach 2.18 U DS = U e + uä u. Mit I M,max = I P,max = I V = 15 A ergibt sich nach 2.32 für die Verlustleistung am Transistor P VM = v tp RDS,on I 2 M,max 3 + U DS I M,max t f 2 t p = u a RDS,on IM,max 2 u a + ü U e 3 = 0, 5208 W u a u a V + u a U e Ue t f u a + ü U e 2 L Die Verlustleistung P VD, die in der Diode entsteht, wird nach 2.29 berechnet. Die Zeit, während der die Diode leitet, ist die Zeit, in der sich der Transformator entlädt: t D,on = t off. Für die Beispielrechnung wird die Diode STTH810D [29] des Herstellers STMicroelectronics genutzt. Die Durchlassspannung beträgt U D,f = 1, 3 V. Mit I D,max = I S,max = I Vü = 1, 5 A ergibt sich P V,D = t off t p UD,f I D,max 2 = ü U e UD,f I D,max u a ü U e V = 0, 975 W u a 240 V Die Gesamtverlustleistung des Sperrwandlers P VSW P VSW = 0, W + 4, u a u a V wird nach 4.2 berechnet. + 0, 975 W 240 V u a V 4.1 Vergleich und Auswahl des Wandlers 29

38 15 Verlustleistung PV [W] P VT (u a ) P VM (u a ) P VD (u a ) P VSW (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 4.2: Verlustleistungen im Sperrwandler Bei einer Ausgangsspannung von u a = 330 V wird eine Verlustleistung von P VSW 3, 6 W produziert. Die unterschiedlichen Verlustleistungen des Sperrwandlers sind zusammen mit der Gesamtverlustleistung P VSW in der Abbildung 4.2 dargestellt. Die Gesamtverluste werden zunächst durch die Diode bestimmt. Ab einer Spannung von u a 25 V sind die die Verluste im Transformator vorherrschend. Dabei wirken sich die Verluste der Streuinduktivität am stärksten aus. Die Verluste des Transistors liegen bei etwa einem Watt. Flusswandler Der Flusswandler, in Abbildung 2.9 dargestellt, ermöglicht durch den Transformator eine galvanische Trennung. Außerdem ist dieser Wandler leerlauffest. Der Transformator benötigt jedoch eine zusätzliche Wicklung zur Entmagnetisierung. Auf der Sekundärseite muss eine Speicherdrossel vorgesehen werden. Ohne diese wirkt ein entladener Ausgangskondensator wie ein Kurzschluss und führt zu sehr großen Strömen. Wie beim Sperrwandler schaltet der Transistor im Strommaximum, wodurch es zu größeren Schaltverlusten kommt [31]. Die Vor- und Nachteile sind in Tabelle 4.4 aufgelistet. Tabelle 4.4: Vor- und Nachteile des Flusswandlers Vorteile Nachteile galanische Trennung Trafo mit guter magnetischer Kopplung leerlauffest Schalten im Strommaximum Entmagnetisierungswicklung notwendig sekundärseitige Speicherdrossel notwendig 30 4 Lösung

39 Die Verluste des Flusswandlers P VF W setzen sich zusammen aus den Verlusten des Transformators P VT, des Schalttransistors P VM sowie der Spule P VL,R und der Dioden P VD auf der Sekundärseite. P VF W = P VT + P VM + P VD + P VL,R (4.3) Die ohmschen Verluste der Spule P VL,R sind abhängig vom Strom I L,max durch den Widerstand R L der Spule. Für eine Beispielrechnung wird die Spule MSS KE [27] des Herstellers Coilcraft gewählt. Diese Spule hat eine Induktivität von L = 2, 7 mh und einen Sättigungsstrom von I L,sat = 0, 59 A. Die ohmschen Verluste liegen bei R L = 2, 33 Ω. Für das Übersetzungsverhältnis wird ü = 30 gewählt. Mit I L,max = I Vü = 0, 5 A ergibt sich nach 2.34 eine Verlustleistung von P VL,R = I2 L,max R L 3 = (0, 5 A)2 2, 33 Ω 3 0, 1942 W. Die ohmschen Verluste im Transformator P VT sind abhängig vom Strom I P,max durch den ohmschen Widerstand der Primär- und Sekundärseite. Für eine Beispielrechnung werden die Werte eines Transformators abgeschätzt. Während der Recherchen ist kein Transformator gefunden worden, der den Anforderungen entspricht. Die Anforderungen sind ein Transformator ohne Luftspalt mit einem Übersetzungsverhältnis von ü 30. Der Widerstand der Primärseite wird daher mit R prim = 7, 7 mω und der Widerstand der Sekundärseite mit R sek 4, 5 Ω abgeschätzt. Die Streuinduktivität wird wie beim Sperrwandler mit L S = 0, 1 µh angenommen. Mit I P,max = I V = 15 A ergibt sich nach 2.35 eine Verlustleistung von ( I 2 P,max R prim P VT,R = v tp + I2 S,max R ) sek 3 3 ( = u a I 2 ( ) ) P,max Rsek ü U e 3 ü 2 u a = 0, 9525 W 720 V P VT,Streu = L S I P,max ua (ü U e u a ) 2 L U e P VT = P VT,R + P VT,Streu u a = 0, 9525 W 720 V + 11, 574 µa V u a (720 V u a ). Die Verlustleistung im Transistor P VM ist abhängig vom zu sperrenden Strom I M,max, der zu sperrenden Spannung U DS und der Frequenz, mit der geschaltet wird. Ebenso sind die Abschaltzeit t f und der Leitendwiderstand R DS,on des Transistordatenblatts zu entnehmen. Für die Beispielrechnung wird der Transistor SUP80090E [30] des Herstellers Vishay gewählt. Dieser besitzt einen R DS,on = 8 mω und ein t f = 8 ns. Mit ü P E = 1 entspricht die Drain-Source-Spannung am Transistor nach 2.26 U DS = 2 U e. Mit 4.1 Vergleich und Auswahl des Wandlers 31

40 15 Verlustleistung PV [W] P VL,R (u a ) P VT (u a ) P VM (u a ) P VD (u a ) P VF W (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 4.3: Verlustleistungen im Flusswandler I M,max = I P,max = I V = 15 A ergibt sich nach 2.32 P VM = v tp RDS,on I 2 M,max 3 + U DS I M,max t f 2 t p = u a RDS,on IM,max 2 ü U e 3 = 0, 6 W u a 720 V + u a (ü U e u a ) tf L + 2, 963 µa V u a (720 V u a ) Die Verlustleistung P VD, die in den beiden Dioden entsteht, wird nach 2.29 berechnet. Die Diode D 1 leitet, während die Spule geladen wird, also der Transistor durchgeschaltet ist t D1,on = t on. Diode D 2 übernimmt den Stromfluss, während sich die Spule entlädt t D2,on = t off. Für die Beispielrechnung wird die Diode STTH810D [29] des Herstellers STMicroelectronics genutzt. Die Durchlassspannung beträgt U D,f = 1, 3 V. Mit I D1,max = I D2,max = I Vü = 0, 5 A ergibt sich P VD = P VD1 + P VD2 = t off t p UD,f I D1,max 2 = U D,f I D1,max 2 = 0, 375 W + t on t p UD,f I D2,max 2 Die Gesamtverlustleistung des Flusswandlers P VF W P VF W = 0, 5692 W + 1, 5525 W u a 720 V wird nach 4.3 berechnet. + 14, 537 µa V u a (720 V u a ) Bei einer Ausgangsspannung von u a = 330 V wird eine Verlustleistung von P VF W 3, 15 W 32 4 Lösung

41 produziert. Die unterschiedlichen Verlustleistungen des Flusswandlers sind zusammen mit der Gesamtverlustleistung P VF W in der Abbildung 4.3 dargestellt. Zunächst werden die Gesamtverluste von den Verlusten der beiden Dioden bestimmt. Ab u a 30 V wirken sich die Verluste im Transformator am stärksten aus. Resonanzwandler Der Resonanzwandler, in Abbildung 2.12 dargestellt, ist sowohl leerlauf- als auch kurzschlussfest. Daher muss die Ausgangsspannung nicht zwingend überwacht werden. Durch die Energieübertragung mittels Transformator ist eine galvanische Trennung möglich. Der Schwingkreis ermöglicht das Schalten im Spannungs- oder Stromnulldurchgang. Dies reduziert die Schaltverluste. Der Schwingkreis hat jedoch den Nachteil, dass der Aufwand, einen Resonanzwandler auszulegen, größer ist. Des Weiteren ist die Ansteuerung der Transistoren aufwändig. Wird der Wandler im Teillastbereich betrieben, sind Frequenzen im Hörbereich möglich. Ein weiterer Nachteil ist der geringe Eingangsspannungsbereich [31]. Die Vor- und Nachteile sind in Tabelle 4.5 aufgelistet. Tabelle 4.5: Vor- und Nachteile des Resonanzwandlers Vorteile galanische Trennung geringe Schaltverluste leerlauffest kurzschlussfest Nachteile größerer Aufwand aufwändige Ansteuerung Teillastbereich Wandlerfrequenz im Hörbereich geringer Eingangsspannungsbereich Für das Team CNC wird ein robuster und einfach auszulegender Wandler benötigt. Die Auslegung des Schwingkreises ist beim Resonanzwandler jedoch komplexer. Der Schwingkreis muss exakt ausgelegt werden, damit der Resonanzwandler wie gewünscht arbeitet. Die Arbeitsfrequenz wird dabei über den Schwingkreis festgelegt. Auf diesen wirken sich auch Änderungen der Induktivitäts- und Kapazitätswerte des Sekundärkreises aus, was eine Auslegung verkompliziert. Aufgrund der Komplexität und der aufwändigeren Ansteuerung wird der Resonanzwandler trotz seiner Vorteile im Bereich der Schaltverluste nicht für den Einsatz auf der neuen Schaltung gewählt. Auswahl des Wandlers Bei der Wahl des Wandlers wird auf einen einfachen Aufbau und Auslegung geachtet. Zudem wird eine galvanische Trennung benötig. Durch diese Anforderung scheiden die Ladungspumpe, der Aufwärtswandler und der Resonanzwandler aus. Beim Vergleich der Gesamtverlustleistungen des Fluss- und Sperrwandlers, in Abbildung 4.4 dargestellt, fällt auf, dass die Verlustleistungen ähnlich groß und geringer als die des Aufwärtswandlers sind. Der Sperrwandler benötigt weniger Bauteile, hat jedoch über den gesamten Ladevorgang etwas größere Verluste als der Flusswandler. Ein Transformator für den Flusswandler, der die Anforderungen erfüllt, ist schwer zu finden. Zudem sind die Zeiten der Leitend- und Sperrphase des Transistors abhängig von der Ausgangsspannung. Aufgrund der geringeren Bauteilmenge und einfacheren Auslegung wird für den Einsatz auf der Ladeschaltung der Sperrwandler gewählt. 4.1 Vergleich und Auswahl des Wandlers 33

42 15 Verlustleistung PV [W] 10 5 P VAW (u a ) P VSW (u a ) P VF W (u a ) Ausgangsspannung u a [V] Abbildung 4.4: Vergleich der Gesamtverlustleistungen 4.2 Auswahl wichtiger Bauteile In diesem Abschnitt wird die Auswahl wichtiger integierter Schaltkreise (engl. integrated circuit, IC) beschrieben. Zu Beginn wird ein IC zur Ansteuerung des Ladevorgangs gewählt. Anschließend wird eine Entscheidung über den verwendeten Mikrocontroller getroffen. Zum Schluss wird die Auswahl eines Ethernetmoduls beschrieben. Integierter Schaltkreis zur Steuerung des Ladevorgangs Der Transistor des Sperrwandlers muss während des Ladevorgangs angesteuert werden. Um die Gatekapazität schnell umzuladen, ist eine Treiberschaltung notwendig. Die Logikausgänge von Controllern stellen meist nur geringe Ströme im ma-bereich zur Verfügung. Das Umladen des Gates nimmt im Fall ohne Treiberschaltung viel Zeit in Anspruch, was dazu führt, dass die Effizienz und die Schaltgeschwindigkeit abnehmen. Im schlimmsten Fall wird der Transistor beschädigt oder zerstört. Das Tastverhältnis, mit dem der Transistor angesteuert wird, berechnet entweder ein Mikrocontroller und steuert über ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) und einen Gate-Treiber den Transistor an oder es wird ein eigenständiger IC in die Schaltung eingebunden, der speziell für die Regelung der Ausgangsspannung und Ansteuerung des Sperrwandlers entwickelt ist. Der Mikrocontroller ist in diesem Fall für die Überwachung des ICs zuständig und startet und stoppt Ladevorgänge über die Signalleitungen. Bei einer Internetrecherche fällt auf, dass viele ICs bereits über integrierte Treiber verfügen, um einen Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (engl. metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET) schnell umzuladen. Einige ICs bieten zusätzlich eine Strommessfuntion an. Diese kann dazu verwendet werden, die Geschwindigkeit des Ladevorgangs festzulegen und sicherzustellen, dass der genutzte Transformator nicht in die Sättigung gerät. In Tabelle 4.6 sind die ICs aufgeführt, die bei der Recherche zum detailierten Vergleich ausgewählt wurden Lösung

43 Tabelle 4.6: Vergleich von Gate-Treibern und Ladecontrollern Bezeichnung FAN3217 UCC28630 LT3751 Typ Gate-Treiber Controller Controller Bauform SOIC SOIC TSSOP Pins Versorgungsspannung [V] 4, ,75-24 Sink-Current [A] 2,4 2 1,5 Source-Current [A] 1,6 1 1,5 Preis [e] 0,53 2 1,96 3 8,04 4 Bei dem IC FAN3217 [10] handelt es sich um einen Gate-Treiber in der Bauform Small Outline (SO bzw. SOIC). Dieser ermöglicht das Gate mit einem Strom von bis zu 1,6 A zu laden und bis zu 2,4 A zu entladen. Die Ansteuerung und Regelung des Sperrwandlers übernimmt der Mikrocontroller. Dieser misst über einen Analog-Digital-Wandlereingang (engl. analog-to-digital converter input, ADC-Eingang) die Spannung des Ausgangskondensators und regelt entsprechend dieser das Tastverhältnis. Eine Strommessfunktion kann über einen Operationsverstärker und einen Strommesswiderstand eingebunden werden. Beim IC UCC28630 [32] handelt es sich um einen einfachen Controller für Sperrwandler mit integriertem Gate-Treiber. Dieser ermöglicht das Laden des Gates mit 1 A. Zum Entladen stehen bis zu 2 A zur Verfügung. Der IC ist ebenfalls in der SO-Bauform erhältlich und verfügt über einen V Sense -Pin für Feedback von der Ausgangsspannung, einen Strommesseingang und einen Shutdown-Pin. Dieser Controller übernimmt alle Steuerund Regelfunktionen des Sperrwandlers. Der Mikrocontroller aktiviert oder deaktiviert diesen Controller. Beim dritten IC LT3751 [14] handelt es sich um einen komplexeren Controller, der speziell zum Laden von Kondensatoren entwickelt worden ist. Dieser ist in der Bauform thin shrink small outline package (TSSOP) erhältlich. Diese Bauform ist kleiner als die SO-Bauform der beiden anderen Controller. Der LT3751 verfügt über einen Feedback-Pin und einen Strommesseingang. Des Weiteren kontrolliert dieser, ob die Versorgungsspannung und die Spannung der Ladeschaltung in einem eingestellten Bereich liegen. Durch eine Überprüfung der Spannung U DS ist es möglich, den Controller ohne Feedback-Pin zu betreiben. Dieser ist zur genauen Regelung der Ausgangsspannung notwendig. Der integrierte Gate-Treiber kann das Gate mit bis zu 1,5 A umladen. Über einen CHARGE- Signal, wird der Ladevorgang gestartet. Über die Signale FAULT und DONE können Fehler in der Versorgungsspannung oder ein abgeschlossener Ladevorgang überprüft werden. Für die Schaltung wird der Controller LT3751 ausgewählt, da dieser viele Möglichkeiten zur Einstellung und Überwachung bietet. Als Transformator dient der Flyback Transformator GA3460-BL [11]. Dieser ist im Datenblatt des LT3751 erwähnt und speziell für diesen Controller entwickelt. Der Transformator hat eine Induktivität von 2,25 µh bei einem Spitzenstrom von 50 A. Das Übersetzungsverhältnis beträgt ü = Preis vom 26. Oktober 2016 auf 3 Preis vom 26. Oktober 2016 auf 4 Preis vom 26. Oktober 2016 auf Auswahl wichtiger Bauteile 35

44 Mikrocontroller Zur Überwachung des LT3751 und zur Kommunikation mit dem IPC wird ein Mikrocontroller genutzt. Der Austausch von Daten findet über den CAN-Bus statt. Zur Integration des CAN-Bus in die Schaltung besteht die Möglichkeit, einen externen CAN- Controller zu verwenden oder einen Mikrocontroller zu wählen, der einen integierten CAN-Controller besitzt. In Tabelle 4.7 sind Mikrocontroller aufgeführt, die bei der Recherche zur näheren Betrachtung ausgewählt wurden. Diese werden mit dem bisher genutzten ATmega32 verglichen, welcher über keinen integrierten CAN-Controller verfügt. Die Recherche konzentriert sich zunächst auf Mikrocontroller der Firma Atmel, da innerhalb des Teams CNC bereits mit diesen gearbeitet wird und Vorkenntnisse in der Programmierung vorhanden sind. Tabelle 4.7: Vergleich der Mikrocontroller Bezeichnung ATmega32 AT90CAN32 ATmega32M1 Bauform TQFP-44 TQFP-64 TQFP-32 (10 mm x 10 mm) (14 mm x 14 mm) (7 mm x 7 mm) Versorgungsspannung 2,7 V - 5,5 V Taktrate 8 Mhz (2,7 V - 4,5 V) 16 Mhz (4,5 V - 5,5 V) I/O-Pins ADC-Kanäle 8 11 ADC-Auflösung 10-bit PWM-Kanäle Timer/Counter 2x 8-bit 2x 8-bit 1x 8-bit 1x 16-bit 2x 16-bit 1x 16-bit Preis 7,21e 5 7,64e 6 6,51e 7 Alle drei Mikrocontroller arbeiten mit einer Taktfrequenz von bis zu 8 MHz zwischen 2,7 V und 4,5 V oder bis zu 16 MHz zwischen 4,5 V und 5,5 V. Ab einer Frequenz von 8 MHz wird ein externer Oszillator benötigt. Die Mikrocontroller sind in der Bauform thin quad flat package (TQFP) mit unterschiedlicher Pinanzahl verfügbar. Am kleinsten, mit 7 mm x 7 mm ist der ATmega32M1. Dieser stellt ebenfalls die meisten ADC- sowie PWM-Signale zur Verfügung. Allerdings besitzt der ATmega32M1 nur jeweils einen 8- und einen 16-bit Timer/Counter. Der AT90CAN32 verfügt mit 53 frei programmierbaren Ein- und Ausgangspins (I/O-Pins) über die meisten I/O-Pins. Zusätzlich bietet dieser mit jeweils zwei 8- und 16-bit Timern/Countern ausreichende Möglichkeiten für das Zeitmanagement. Zur Überwachung und zur Kommunikation werden nur wenig I/O-Pins benötigt. Um verschiedene Spannungen messen und auswerten zu können, müssen einige ADC- Eingänge vorhanden sein. Der Mikrocontroller selbst übernimmt keine Steuerungsaufgaben, daher sind PWM-Signale unwichtig. Aufgrund der geringen Größe, dem integrierten CAN-Controller, wie es in Aufgabenpunkt 4 gefordert ist, und des geringen Preises wird der Mikrocontroller ATmega32M1 gewählt. Dieser wird mit einer Frequenz von 16 Mhz 5 Preis vom 01. November 2016 auf 6 Preis vom 01. November 2016 auf 7 Preis vom 01. November 2016 auf Lösung

45 bei 5 V betrieben, damit eine möglichst hohe Übertragungsrate für die Kommunikation per CAN-Bus gewählt werden kann. Ethernetmodul Die Kommunikation zwischen den einzelnen Komponenten im Roboter findet über den CAN-Bus oder Ethernet statt. Die bisherige Lade- und Schussschaltung kommuniziert über den CAN-Bus mit dem IPC. Da dieser über keine integierte CAN-Kommunikation verfügt, muss ein externes Gerät angeschlossen werden. Dieses wird an den USB-Port angeschlossen. Um in Zukunft nicht mehr auf das externe Gerät angewiesen zu sein, soll ein Ethernetanschluss auf der Platine vorgesehen werden. Zur Kommunikation muss der IPC lediglich per Ethernetkabel mit der Lade- und Schussschaltung verbunden werden. Um kein eigenes Ethernetmodul für die Platine zu entwickeln, findet eine Recherche nach fertigen Modulen statt, die über das Serial Peripheral Interface (SPI) oder den Inter-Integrated Circuit Datenbus (I2C) angesteuert werden können. In Tabelle 4.8 ist eine Liste möglicher Ethernetmodule aufgeführt. Tabelle 4.8: Vergleich der Ethernetmodule Bezeichnung ENC28J60-H WIZ810MJ WIZ820io Abmessung 30 mm x 24 mm 52 mm x 25 mm 23 mm x 25 mm Schnittstellen SPI SPI 8-bit parallel SPI Versorgungs- 3,3 V 3,3 V spannung 5 V tolerante Eingangspins Anschlusspins 2x 5 2x 14 2x 6 MAC/PHY / / / Bandbreite 10 10/100 10/100 Standards IEEE IEEE 802.3/802.3u IEEE 802.3/802.3u Preis 13,95e 8 23,21e 9 22,02e 10 Die drei Ethernetmodule, ENC28J60-H [9], WIZ810MJ [33] und WIZ820io [34] werden mit 3,3 V versorgt und über SPI angesteuert. Der WIZ810MJ kann alternativ über eine parallele Schnittstelle mit 8-bit Datenbreite kommunizieren. Die beiden WIZ-Module können direkt an Mikrocontroller angeschlossen werden, die mit 5 V arbeiten, da ihre Eingangspins 5 V tolerant sind. Das WIZ820io-Modul hat mit 23 mm x 25 mm die kleinsten Maße. Das ENC28J60-H-Modul ist mit 30 mm x 24 mm nur wenige Millimeter größer und verfügt mit 2x 5 Anschlusspins über die wenigsten Anschlüsse. Das WIZ810MJ- Modul hat mit insgesamt 28 Pins die meisten Signale. Alle Module haben eine integierte Media-Access-Control-Adresse (MAC-Adresse) und einen integrierten IC, der die physische Schnittstelle (engl. Physical Layer, PHY) beschreibt. Das ENC28J60-H-Modul kann mit bis zu 10 Mbit/s kommunizieren, ist aber auch mit 10/100/1000 Mbit/s Netzen kompatibel. Zum Ansteuern stehen für das ENC28J60-H-Modul mehrere verschiedene Bibliotheken im Internet zur Verfügung, mit denen per User Datagram Protocol (UDP) Daten verschickt werden können. 8 Preis vom 03. November 2016 auf 9 Preis vom 03. November 2016 auf 10 Preis vom 03. November 2016 auf Auswahl wichtiger Bauteile 37

46 Aufgrund der großen Nutzergemeinschaft für das ENC28J60-H, die an Programmen und Bibliotheken für Atmel Mikrocontroller der AVR-Familie arbeitet, der geringen Größe und des geringen Preises wird dieses Modul gewählt. Da die SPI-Schnittstelle mit 3,3 V Pegeln arbeitet, wird ein Pegelwandler eingesetzt, der die Signalpegel von 3,3 V auf 5 V und umgekehrt wandelt. 4.3 Schaltung und Platinenlayout Der Schaltplan sowie das Platinenlayout sind mit Hilfe der Software EAGLE der Firma CadSoft erstellt worden. Im Schaltplaneditor werden Bauelemente hinzugefügt und die einzelnen Pins miteinander verbunden. Die Position der Bauteile und der Verlauf der Leiterbahnen werden im Layouteditor festgelegt. Abbildung 4.5: Schematische Darstellung der Lade- und Schussschaltung Eine schematische Darstellung der Schaltung befindet sich in Abbildung 4.5. Da die Bauteile teils unterschiedlich hohe Versorgungsspannungen benötigen, werden vier Spannungsregler vorgesehen. Ein 12 V Aufwärtswandler versorgt den IC zum Steuern des Ladevorgangs und die Trennverstärker. Ein Trennverstärker oder auch Isolationsverstärker arbeitet wie ein Operationsverstärker, ermöglicht jedoch eine galvanischer Trennung. Ein 5 V Abwärtswandler stellt die Spannung für den Mikrocontroller und die ICs bereit. Ein weiterer 5 V Aufwärtswandler versorgt größere und von der Belastung variierende Verbraucher. Ein Linearregler stellt 3,3 V aus der 5 V Logikspannung bereit, um die Ethernetschnittstelle mit Spannung zu versorgen. Ein einfacher 2 W DC/DC-Wandler stellt eine galvanisch getrennte Hilfsspannung von 12 V auf der Sekundärseite zur Verfügung Lösung

47 Beschaltung des Mikrocontrollers Der Mikrocontroller ATmega32M1 ist mit der 5 V Spannung verbunden und wird über die In-System-Programmierung (ISP) programmiert. Zur Kommunikation wird der Mikrocontroller mit einem CAN-Transceiver verbunden, der für die direkte Ankopplung an den CAN-Bus verantwortlich ist. Alternativ ist das Ethernetmodul ENC28J60-H über einen Pegelwandler mit der SPI-Schnittstelle des Mikrocontrollers (engl. microcontroller unit, MCU) verbunden. An drei ADC-Eingängen werden die 24 V Versorgungsspannungen für die Logik ICs, die 24 V Spannung der Ladeschaltung sowie die Ausgangsspannung des Kondensators gemessen. Über vier Signale erhält der Mikrocontroller zusätzliche Informationen über Probleme bei der Versorgungsspannung für den Controller LT3751 oder die Ladeschaltung (FAULT ), ob der Ausgangskondensator vollständig geladen ist (DO- NE), ob der Ladevorgang aktiviert ist (CHARGE) oder die Notabschaltung ausgelöst wurde (NOTAUS). Das Signal, dass anzeigt, wenn der Ausgangskondensator vollständig geladen ist, wird in der aktuellen Version der Platine nicht genutzt, da der LT3751 in diesem Modus keine Regelung der Ausgangsspannung vornimmt. Das Setzen des Signals ACTIVATE_BOOSTER startet den Ladevorgang. Wird das Signal zurückgesetzt, stoppt der Ladevorgang. Über weitere Pins kann der Mikrocontroller die Notabschaltung beeinflussen. Empfängt der Mikrocontroller eine Nachricht zum Zurücksetzen der Notabschaltung, wird das Signal RESET_NOTAUS gesetzt. Dieses setzt ein Reset-Set- Flipflop (RS-Flipflop) zurück, welches den Zustand der Notabschaltung speichert. Zwei weitere Signale (ACTIVATE_SERVO und SERVO_PWM ) können zum Aktivieren und Einstellen eines Servomotors genutzt werden. Ladeschaltung Das Schaltbild der Ladeschaltung ist in Abbildung 4.6 dargestellt. Die Eingangsspannung beträgt 24 V und ist unabhängig von der Spannung der Logikkomponenten, sodass der Mikrocontroller unabhängig von der Ladeschaltung ein- und ausgeschaltet werden kann. Die Eingangskondensatoren werden über einen Heißleiter (engl. negative temperature coefficient thermistor, NTC) geladen, um die Spitzenstrombelastung der Akkus beim Einschalten gering zu halten und so ein kurzzeitiges Einbrechen der Versorgungsspannung zu verhindern. Während des Betriebs wird ein MOSFET parallel zum NTC geschaltet. Dies verringert die Verluste, die sonst am NTC entstehen. Der Controller LT3751 steuert den Ladevorgang des Sperrwandler, indem der Controller die Spannung U Sense, die über dem Widerstand R Sense abfällt, misst. Steigt diese über eine Spannung von U Sense 106 mv, veranlasst der Controller den Transistor T 1 dazu, zu sperren. Durch die Auswahl des Widerstands kann der gewünschte Spitzenstrom bestimmt werden. Für die Evaluierung und erste Tests der Schaltung wird zunächst ein Widerstand von R Sense = 20 mω gewählt. Daraus ergibt sich ein Spitzenstrom von I P,max = U Sense 106 mv = R Sense 20 mω = 5, 3 A. (4.4) Für den späteren Einsatz im Roboter kann dieser Spitzenstrom erhöht werden, um eine schnellere Ladezeit zu erhalten. Um den Transistor T 1 vor hohen Spannungsspitzen beim Abschalten des Transformators zu schützen, wird ein Snubber-Glied, welches im nächsten Abschnitt erklärt wird, eingesetzt. 4.3 Schaltung und Platinenlayout 39

48 R NT C i P T r i S D 1 T 2 C Snub L C a U a R Snub U e C e T 1 U Sense R Sense Abbildung 4.6: Schaltbild der Ladeschaltung Auslegung des Snubbers Ein Snubber (engl. Dämpfer) oder Snubber-Glied ist eine Schaltung, die parallel zu Schaltelementen, wie z. B. Transistoren, oder Induktivitäten eingesetzt wird, um die Belastung der Schaltelemente zu verringern. Die Aufgabe des Snubber-Glieds ist es, den Schalttransistor des Sperrwandlers vor zu hohen Spannungsspitzen beim Sperren des Transformatorstroms zu schützen. Dazu muss der Snubber die Energie aufnehmen, die in der Streuinduktivität des Transformators gespeichert ist. Als Schalttransistor T 1 wird ein PSMN7R8-120PS [23] gewählt. Dieser kann mit Dauerströmen von bis zu 70 A belastet werden. Die Spannungsfestigkeit zwischen Drain und Source liegt bei U DSmax = 120 V. Der Widerstand R Snub wird nach dem Application Guide der Firma CDE [4] bestimmt. Die parasitäre Induktivität setzt sich aus der Streuinduktivität des Transformators sowie der Leitungsinduktivitäten des PCB-Layouts zusammen. Die parasitäre Kapazität beinhaltet die Ausgangskapazität des MOSFETs und die Leitungskapazitäten des PCB- Layouts. Da die Leitungsinduktivitäten und -kapazitäten schwer zu messen sind und einen geringeren Einfluss als die Streuinduktivität bzw. Ausgangskapazität des MOS- FET ausüben, werden diese Werte bei der Berechnung vernachlässigt. Der Widerstand des Snubbers wird mit L p LS R Snub = = (4.5) C p C oss bestimmt. Bei der Auswahl des Kondensators müssen zwei Anforderungen erfüllt werden. Zum einen muss die gesamte Energie der Streuinduktivität im Kondensator gespeichert werden. Die Herleitung wird in den folgenden Formeln dargestellt. W C W LS (4.6) 1 2 C Snub UDS 2 max 1 2 L S IT,max 2 (4.7) C Snub,min L S I 2 T,max U 2 DS max (4.8) Zum anderen muss die Zeitkonstante des Snubbers klein im Vergleich zur erwarteten eingeschalteten Zeit des Transistors sein, damit sich der Kondensator in dieser Zeit wieder 40 4 Lösung

49 vollständig entladen kann, siehe Formeln 4.9 und R Snub C Snub T on (4.9) 10 T on C Snub,max (4.10) 10 R Snub Daraus ergibt sich, dass die Kapazität des Snubberkondensators im Bereich von L S I 2 T,max U 2 DS max C Snub T on 10 R Snub (4.11) liegt. Die Leistung im Widerstand wird durch die Energie bestimmt, die im Kondensator gespeichert ist. Diese fließt zweimal, einmal beim Laden und erneut beim Entladen des Kondensators, durch den Widerstand. Zum Berechnen der Verlustleistung muss daher die Energie des Kondensators mit Faktor 2 und der maximalen Frequenz multipliziert werden. Diese tritt bei vollständig geladenem Kondensator auf, da die Entladezeit des Transformators dann am kürzesten ist. Die minimale Entladezeit lässt sich über die Gleichung 2.16 berechnen. T off,min = L I P,max ü U a,max (4.12) Die maximale Frequenz lässt sich mit f max = 1 T on + T off,min (4.13) berechnen. Die Verlustleistung im Snubber-Widerstand wird mit den folgenden Formeln 4.14 und 4.15 bestimmt. P VSnub = 2 W CSnub f max = C Snub U 2 DS max f max (4.14) Durch die Wahl von C Snub = C Snub,min kann die Verlustleistung auf ein Minimum reduziert werden. P VSnub,min = L S L 1 U e + I P,max ü (4.15) U a,max In Abbildung 4.7 ist die Verlustleistung P VSnub,min dargestellt, die im Widerstand des Snubbers in Abhängigkeit zum Spitzenstrom des Transformators I T,max hervorgerufen wird. Die Funktion der Verlustleistung ist einmal für eine Ausgangsspannung von U a,max = 500 V und einmal für die zur Zeit verwendete Ausgangsspannung von U a,max = 330 V dargestellt. Um den Snubber auszulegen, werden die benötigten Daten aus den Datenblättern der jeweiligen Bauteile entnommen. Die Ausgangskapazität des Transistors T 1 beträgt C oss = 0, 005 µf. Die maximal zulässige Drain-Source-Spannung des Transistors ist U DSmax = 120 V [23]. Die Hauptinduktivität des Transformators ist L = 2, 5 µh. Die Streuinduktivität beträgt L S = 0, 06 µh. Der Snubber wird zunächst für die Platine ausgelegt, die evaluiert wird. Der Spitzenstrom wird mit I P,max = 20 A gewählt und die maximale Ausgangsspannung auf U a,max = 330 V festgelegt. Nach 4.5 ist der Widerstand des Snubbers 0, 06 µh R Snub = 3, 46 Ω 0, 005 µf 4.3 Schaltung und Platinenlayout 41

50 20 Verlustleistung PV [W] P V (I P,max ) mit U a,max = 330 V P V (I P,max ) mit U a,max = 500 V Spitzenstrom I P,max [A] Abbildung 4.7: Verlustleistung im Widerstand des Snubbers groß und wird mit R Snub = 3, 6 Ω gewählt. Die Mindestgröße des Snubber-Kondensators beträgt 0, 06 µh (20 A)2 C Snubmin = (120 V ) 2 1, 67 nf. Um die maximale Größe des Snubber-Kondensators nach 4.10 zu bestimmen, wird die Zeit benötigt, die der Transistor eingeschaltet ist. Diese kann mit der Formel 2.15 berechnet werden. 2, 5 µh 20 A T on = 2, 08 µs 24 V 5, 21 µs C Snubmax = = 75 nf 10 3, 6 Ω Daraus ergibt sich eine Kapazität des Snubber-Kondensators im Bereich von 1, 67 nf C Snub 75 nf. Um die Verlustleistung möglichst gering zu halten, wird C Snub = 1, 8 nf gewählt. Die Entladezeit und die Frequenz des Transformators betragen: Damit lässt sich eine Verlustleistung von 2, 5 µh 20 A 10 T off,min = = 1, 52 µs 330 V 1 f max = 278 khz 2, 08 µs + 1, 52 µs P VSnub = 1, 8 nf (120 V ) khz 7, 2 W berechnen. Der Widerstand des Snubbers muss dafür ausgelegt werden, dass dieser für die Ladezeit des Ausgangskondensators mit 7,2 W belastet wird. Wird der Spitzenstrom geändert, sind ebenfalls die Widerstände des Snubbers anzupassen. Für die Evaluation werden zwei parallel geschaltete 2 W Widerstände gewählt. Diese werden während des Ladevorgangs überlastet und können, sobald die Schaltung in die Regelung der Ausgangsspannung übergeht, abkühlen Lösung

51 Sekundärseite Auf der Sekundärseite der Platine befinden sich die Entlade-, Mess- und Schussschaltung. Diese sind in Abbildung 4.8 dargestellt. Die Spannung u T ist die vom Transformator D 1 R m1 D 2 L 1 R 1 u T C a R m2 U a U m T 1 T 2 R m3 U fb Abbildung 4.8: Beschaltungen der Sekundärseite gelieferte Spannung. Diese wird mit Hilfe der Diode D 1 gleichgerichtet. Die Diode muss so gewählt werden, dass diese eine Spannung von U R = U a,max + ü U e (4.16) sperren kann. Der Kondensator C a speichert die von der Primärseite übertragene Energie. Die Schussschaltung besteht aus dem Schalter T 1, der Schussspule L 1 und der Freilaufdiode D 2. Mit T 1 wird ein Schuss ausgelöst. Die Diode D 2 dient als Freilaufdiode, damit sich L 1 entladen kann, sobald T 1 sperrt. Der Transistor T 2 und der Widerstand R 1 gehören zur Entladeschaltung. Mit dem Transistor T 2 wird der Kondensator C a über den Widerstand R 1 entladen. Der Spannungsteiler, der zur Messschaltung gehört, besteht aus R m1, R m2 und R m3 und liefert ein Feedbacksignal und den Wert der Ausgangsspannung an die Primärseite. Die einzelenen Bereiche werden im folgenden näher erläutert. In Abbildung 4.9 ist die Schussschaltung detaillierter dargestellt. Der Strom, der beim Abschalten vom Schalter gesperrt werden muss, wird über die Gleichung 3.9 bestimmt. Die Berechnung wird zunächst mit U a,max = 330 V, C a = 7, 2 mf und L = 20 mh durchgeführt. Mit U a,max = 500 V, C a = 4 mf und L = 20 mh kann die maximale Belastung bestimmt werden. 7, 2 mf I Schuss,330 = 330 V 20 mh = 198 A 4 mf I Schuss,500 = 500 V 20 mh = 224 A Die berechneten Werte sind maximal Werte, da der Induktivitätswert der Schussspule während des Schussvorgangs ansteigt, sodass die Stromanstiegsgeschwindigkeit verlangsamt wird. Zur Abschätzung wird ein Strom von 50 A I Schuss 100 A angenommen. Zum Auslösen des Schusses ist als Schalter der Bipolartransistor mit isolierter Gate- Elektrode (engl. insulated-gate bipolar transistor, IGBT) IKW 25N120 [16] gewählt 4.3 Schaltung und Platinenlayout 43

52 D 2 L 1 U a Si8261 R 1 KICK D1 R 2 U G T 1 Abbildung 4.9: Schussbeschaltung worden. Dieser besizt eine Kollektor-Emitter Spannung von U CE = 1, 2 kv und einen Pulsstrom von I C,P uls = 100 A. Um das Schusssignal KICK des Mikrocontrollers galvanisch getrennt zu übertragen, wird der isolierende Gate-Treiber Si8261ABC [28] gewählt. Gleichzeitig wird das Signal verstärkt, sodass kein weiterer Treiber nötig ist. Über R 1 wird das Gate des IGBT geladen. Mit D 1 und R 2 wird der Entladevorgang beschleunigt und die Abschaltverluste des IGBT verringert. Zudem kann der Gate-Treiber als Stromsenke mit bis zu 4 A belastet werden. Dies ist etwa doppelt so hoch wie der Strom, den dieser als Stromquelle bereitstellen kann. Der Gate-Treiber wird mit einer Spannung von 12 V betrieben. Die Lade- und Entladezeit des Gates werden über die Zeitkonstante τ C = R C (4.17) bestimmt. Während des Einschaltens ist die Spannung am Gate nach der Zeit τ C auf U G = 7, 5 V angestiegen. Der gewählte IGBT beginnt bei dieser Spannung zu leiten. Während des Abschaltens ist nach der Zeit τ C die Spannung von U G = 12 V auf U G = 4, 5 V gesunken. Der IGBT beginnt zu sperren. Die Zeit τ C wird genutzt, um die Schaltzeit des IGBT zu bestimmen. Die Gatekapazität des IKW 25N120 beträgt C iss = 1, 5 nf. Für die Widerstände wird R 1 = R 2 = 4, 7 Ω gewählt. Die Ladezeit beträgt t laden = 4, 7 Ω 1, 5 nf = 7, 05 ns. Wird der Spannungsabfall an der Diode vernachlässigt, beträgt die Entladezeit t entladen = 2, 35 Ω 1, 5 nf = 3, 53 ns. Das Gate wird sehr schnell umgeladen. Auf der bisherigen Platine wurde der IGBT IKW40N120H3 [17] verwendet. Dieser hat eine Gatekapazität von C iss = 2, 33 nf und wird über einen Widerstand von R = 1kΩ umgeladen. Die Umladezeit des Gates beträgt t umladen = 1 kω 2, 33 nf = 2, 33 µs Die Entladezeit kann durch die Wahl des IGBT und kleinere Gatewiderstände um das 660-fache verringert werden. Die Ladegeschwindigkeit um das 330-fache. Dies reduziert die Verlustenergie während der Schaltvorgänge. Die Energie, die beim Abschalten des IGBT in Wärme umgesetzt wird, lässt sich mit W off = U 0 I 0 t f 2 (4.18) 44 4 Lösung

53 bestimmen. Die Energie beim Abschaltvorgang wird für die aktuelle Ausgangsspannung von U 0 = U a,max = 330 V sowie für die maximale mögliche Spannung von U 0 = U a = 500 V berechnet. Der abzuschaltende Strom wird mit I 0 = I Schuss = 100 A abgeschätzt. Als Abschaltzeit wird die im Datenblatt angegebene Abfallzeit (engl. fall time) genutzt. 330 V 100 A 95 ns W off,neu,330 = = 1, 57 mj V 100 A 95 ns W off,neu,500 = = 2, 38 mj 2 Für die bisherige Schaltung ergibt sich durch die längere Umladezeit des Gates eine höhere Abschaltzeit. Dies ermöglicht ein weicheres Schalten, erhöht jedoch die Verlustenergie im Bauteil. Für die Abschaltzeit des IGBTs wird die Umladezeit des Gates t f = t umladen 2, 33 µs angenommen. 330 V 100 A 2, 33 µs W off,alt,330 = = 38, 4 mj V 100 A 2, 33 µs W off,alt,500 = = 58, 3 mj 2 Die Energie, die bei einer Umladezeit von t umladen = 2, 33 µs entsteht, erklärt, warum der IGBT der bisherigen Platine gelegentlich wegen eines Defekts getauscht werden musste. Die Wärmekapazität des IGBT kann diese Energie nicht aufnehmen und in der kurzen Zeit an die Umgebung abführen. Um die Verlustleistung weiter zu reduzieren, kann der IGBT durch einen MOSFET ersetzt werden. Diese besitzen geringere Gatekapazitäten sowie Abfallzeiten. Es muss jedoch auf einen geringen R DS(on) -Widerstand geachtet werden. Da vergleichbare MOS- FETs, die für Spannungen über 600 V und Strömen über 90 A ausgelegt sind, mehr als 20 e kosten, sind diese für die Neuentwicklung nicht weiter in Betracht gezogen worden. R m1 OP 1 + 5,1 V OP 3 + U a U m23 R m2 1,225 V OP 2 + U m U notaus U m3 R m3 U fb GND, sekundär GND, primär Abbildung 4.10: Messschaltung Die Messschaltung ist in Abbildung 4.10 dargestellt. Um die Ausgangsspannung regeln und messen zu können, muss diese auf die Primärseite übertragen werden. Dazu wird ein Spannungsteiler eingesetzt, der die Spannung auf die gewünschten Werte teilt. Die Spannung U m23 wird über den Trennverstärker OP 1, der als Impedanzwandler arbeitet, 4.3 Schaltung und Platinenlayout 45

54 auf die Primärseite übertragen. Die Spannung U m wird mit einem ADC-Eingang des Mikrocontrollers verbunden. So kann dieser die Ausgangsspannung messen und dem IPC mitteilen. Damit die Schaltung und der angeschlossene Kondensator vor Überspannungen geschützt werden, wird die Spannung U m ebenfalls mit dem Operationsverstärker OP 3 verbunden. Dieser ist als Komperator geschaltet und löst ab einer Spannung von 5,1 V die Notabschaltung aus. Diese stoppt den Ladevorgang und entlädt den Kondensator. Die Spannung U m3 ist an den Trennverstärker OP 2 angeschlossen. Dieser arbeitet als Komperator bei 1,225 V. Erreicht die Spannung U m3 = 1, 225 V, ändert sich die Spannung U fb von 0 V auf 5 V. Diese ist mit dem Ladecontroller LT3751 verbunden, der den Ladevorgang pausiert, sobald die Feedbackspannung U fb 1, 34 V ist. Ist die Spannung U m3 < 1, 225 V, wird der Ladevorgang wieder ausgeführt. Zum Entladen des Kondensators wird die Schaltung der bisherigen Platine verwendet. Lediglich die Entladewiderstände werden geändert. Die Schaltung ist in Abbildung 4.11 dargestellt und entlädt den Ausgangskondensator automatisch bei abgeschalteter Spannungsversorgung. Dabei wird das Gate des Transistors T 1 über den hochohmigen Widerstand R 2 geladen. Um T 1 im Rahmen seiner Parameter zu betreiben, ist die 12 V Zenerdiode D 1 zwischen Gate und Source vorgesehen. Ist das Gate geladen, schaltet der Transistor durch und entlädt den Ausgangskondensator über den Widerstand R 1. R 1 muss dafür ausgelegt werden, dass dieser den maximalen Strom, die maximale Spannung und die gesamte Energie des Kondensators innerhalb weniger Sekunden aufnehmen und abführen kann. Während des Betriebs wird das NOTAUS-Signal von der Primärseite R 2 R 1 U a T 1 NOTAUS T 2 D 1 Abbildung 4.11: Entladeschaltung über den isolierenden Gate-Treiber Si8261ABC auf die Sekundärseite übertragen. Solange das NOTAUS-Signal auf dem high-level ist, schaltet der Transistor T 2 durch und zieht das Gate des n-kanal Transistors T 1 auf Masse. Dieser sperrt. Wechselt das NOTAUS- Signal zum low-level, sperrt T 2 und T 1 leitet, sodass sich der Ausgangskondensator über den Widerstand R 1 entlädt. Die Entladefunktion des Kondensators ist mit Formel 4.19 angegeben. Durch Umstellen dieser Gleichung kann mit der Formel 4.20 die Zeit bestimmt werden, die notwendig ist, um den Kondensator auf eine unkritische Spannung zu entladen. ( u a (t) = U a,max e t(u a ) = R 1 C a ln ) t R 1 Ca (4.19) u a U a,max (4.20) 46 4 Lösung

55 500 Ausgangsspannung ua [V] Entladezeit t [s] u a, 500 V, 4 mf mit R = 100 Ω u a, 500 V, 4 mf mit R = 200 Ω u a, 500 V, 4 mf mit R = 400 Ω u a, 330 V, 7,2 mf mit R = 100 Ω u a, 330 V, 7,2 mf mit R = 200 Ω u a, 330 V, 7,2 mf mit R = 440 Ω Abbildung 4.12: Entladekurve in Abhängigkeit vom Widerstand R 1 Bei Gleichspannungen liegt die Grenze für ein unkritisches Niveau bei 120 V. Bei geringeren Spannungen besteht für erwachsene Menschen keine lebensbedrohliche Gefahr. Bei Kindern liegt die Grenze bei einer Gleichspannung von 60 V. Sollte die Elektronik mit feuchten oder nassen Händen berührt werden, können auch diese Spannungen bereits lebensbedrohlich sein. Für die Auslegung der Entladewiderstände wird ein unkritisches Niveau von u a (t) 60 V festgelegt. Für die Ladeschaltung wird die Zeit betrachtet, die benötigt wird, um den Kondensator auf unter 60 V zu entladen. In der Abbildung 4.12 ist die Entladekurve des Kondensators für die Ausgangsspannung von U a,max = 330 V und einer Kondensatorkapazität von C a = 7, 2 mf mit verschiedenen Widerstandswerten sowie für die Ausgangsspannung von U a,max = 500 V und einer Kondensatorkapazität von C a = 4 mf mit verschiedenen Widerstandswerten dargestellt. Eine Ausgangsspannung von U a,max = 500 V bei einer Kapazität von C a = 4 mf stellt dabei die maximale Belastung der Widerstände dar. Werden die Widerstände für diese Werte ausgelegt, so können auch geringere Belastungen gefahrlos entladen werden. Die Entladefunktion der aktuellen Schaltung ist mit in der Abbildung 4.12 dargestellt. Mit einem Entladewiderstand von R 1 = 440 Ω benötigt der Entladevorgang bei U a = 330 V länger als 6 s, um einen unkritischen Wert zu erreichen. Wird der Widerstandswert verringert, lässt sich die Entladezeit verkürzen. Für die neue Platine wird ein Widerstandswert von R = 200 Ω gewählt, sodass sich der Kondensator in unter 3 s entlädt. Dazu werden die zwei 100 Ω Widerstände RTO 50 [1] der Firma Vishay in Reihe geschaltet. Bei dem aktuell im Roboter verbauten Kondensator (C a = 7, 2 mf bei U a,max = 330 V ) beträgt die Entladezeit nach 4.20 t(60 V ) = 2, 8 s. Bei der Spitzenbelastung der Entladewiderstände, die Ausgangsspannung hat einen Wert von U a,max = 500 V und der Kondensator speichert eine Energie von W C = 500 J bei einer Kapazität von C a = 4 mf, reduziert sich die Entladezeit auf t(60 V ) = 1, 7 s. Die Spitzenbelastung der Widerstände steigt jedoch an. Die gewählten Widerstände können mit Kühlkörper jeweils 50 W an Leistung umsetzen, sodass eine gesamte Leistung von 100 W abgeführt werden kann und die Spannungsfestigkeit ausreichend groß ist. 4.3 Schaltung und Platinenlayout 47

56 Platinenlayout Beim Layout der Platine wird darauf geachtet, dass stromführende Leitungen nicht in der Nähe von Daten- oder Sensorleitungen verlegt sind, um die elektromagnetische Einflüsse gering zu halten. Ebenfalls werden Leiterbahnen, die größere Ströme führen, möglichst kurz gehalten, damit der Leitungswiderstand gering bleibt. Da auf der Sekundärseite Spannungen von bis zu 500 V anliegen, wird hier der Isolationsabstand zwischen zwei Leiterbahnen oder einer Leiterbahn und der Massefläche auf 1 mm vergrößert. Die Widerstände sind so gewählt, dass diese eine ausreichende Spannungsfestigkeit besitzen. Beim Bestücken der Platine ist gerade auf der Sekundärseite darauf zu achten, dass sauber gearbeitet und die Platine anschließend gereinigt wird, damit keine Kriechströme oder Kurzschlüsse entstehen. 4.4 Betrieb außerhalb der Spezifikationen Die Ladeschaltung ist dafür ausgelegt, Eingangsspannungen im Bereich von 18 V U e 30 V auf bis zu U a,max = 500 V zu wandeln und einen Kondensator zu laden. Um diesen gefahrlos entladen zu können, darf dieser nur eine Energie von W C 500 J speichern. Soll die Schaltung größere Energien entladen können, sind die Entladewiderstände für die zu entladende Energie anzupassen. Die Anpassung auf eine höhere Spannung erfordert die Änderung vieler Bauteile der Sekundärseite. Dioden, Kondensatoren, Stecker, Transistoren und Widerstände müssen für die gewünschte Spannung ausgewählt werden. Zusätzlich muss ein neuer Transformator gewählt werden, da der aktuell ausgewählte für Spannungen bis 500 V ausgelegt ist. Zudem muss der Abstand der Leiterbahnen auf der Sekundärseite zueinander oder zur Massefläche vergrößert werden. Ohne Änderungen am Layout und der Bestückung ist es nicht ratsam, den Spannungsteiler zur Regelung der Ausgangsspannung so einzustellen, dass größere Spannungen als 500 V erzeugt werden Lösung

57 5 Evaluierung In diesem Kapitel wird die Evaluierung der Schaltung beschrieben. Zunächst wird die Platine in Betrieb genommen und auf mögliche Fehler überprüft. Im Anschluss werden die technischen Daten aufgenommen und mit denen der alten Ladeschaltung verglichen. Zuletzt findet eine Überprüfung der Schussfunktion im Roboter statt. 5.1 Inbetriebnahme und Funktionsprüfung Im folgenden wird die erste Inbetriebnahme beschrieben. Dabei wird zunächst die Elektronik sowie die Kommunikation getestet, auf auftretende Probleme eingegangen und diese korrigiert. Des Weiteren wird das korrekte Auslösen der Notabschaltung überprüft. Anschließend findet eine Messung der Ausgangsspannung und Ladezeit statt. In Abbildung 5.1 ist der Prototyp der Platine dargestellt. In dieser Abbildung sind die MCU, Entladewiderstände Schuss-IGBT MCU Transformator Schalttransistor Strommesswiderstand Abbildung 5.1: Bild des Prototyps der Transformator, der Schalttransistor sowie der Strommesswiderstand des Sperrwandlers, der IGBT zum Auslösen des Schusses und die Entladewiderstände markiert. Die Entladewiderstände sind, wie später beschrieben, getauscht worden. Für die erste Inbetriebnahme wird die Platine an ein externes Netzteil angeschlossen und überprüft, ob die Spannungsregler die verschiedenen Spannungen für den Betrieb der ICs bereitstellen. Dazu werden die unterschiedlichen Spannungen mit einem Multimeter gemessen. Zudem kann während des Betriebs durch mehrere Leuchtdioden (engl. lightemitting diode, LED) einfach überprüft werden, welche Spannung zur Verfügung steht. Anschließend wird auf den Mikrocontroller über die ISP-Schnittstelle das zuvor portierte Programm geschrieben. Dabei wird festgestellt, dass beim Auslesen und Schreiben einiger Register der Mikrocontroller ungewollt mit einer anderen Frequenz arbeitet. Dieses Problem wird gelöst, indem die Register nicht oder mit anderen Werten beschrieben werden. Warum das Problem auftritt, ist unbekannt. Es könnte mit dem verwendeten Compiler AVRdude unter Linux zusammenhängen. Dieser unterstützt den verwendeten 49

58 Mikrocontroller ATmega32M1 nicht standardmäßig. Möglicherweise werden einige Werte in die falschen Register geschrieben als durch das geschriebene Programm vorgesehen. Zur Kommunikation wird die Platine über einen USB to CAN-Converter mit einem Computer verbunden. Auf diesem wird das Programm usb_can_console des teameigenen Frameworks gestartet. Dieses ermöglicht dem Benutzer mittels eigener im Programm hinterlegter Befehle, Daten mit der angeschlossenen Platinen über den CAN-Bus auszutauschen. Das Programm des Mikrocontrollers wird so erweitert, dass in einem manuellen Modus der Ladevorgang gestartet und ein Schuss ausgelöst werden kann. Die Regelung auf die gewünschte Ausgangsspannung von 330 V erfolgt automatisch durch die zum Zeitpunkt des Lötens ausgewählten Widerstände im Spannungsteiler zur Messung der Ausgangsspannung. Die Notabschaltung ist eine Funktion der Schaltung, die im normalen Betrieb nicht erreicht wird. Um diese zu testen, wird an die Spannung U m23, die im normalen Betrieb die aktuelle Ausgangsspannung an die Primärseite übermittelt, eine Spannungsquelle angeschlossen. Der Versuchsaufbau ist in Abbildung 5.2 dargestellt. Die angelegte Spannung U x wird langsam erhöht. Bei einer Spannung von U x = U m23 = 5, 1 V soll die Notabschaltung auslösen. Dies wird signalisiert, indem sich eine rote LED auf der Platine einschaltet. Die regelbare Spannungsquelle wird ebenfalls von dem verwendeten exter- R m1 U a R m2 U m23 U x R m3 Abbildung 5.2: Aufbau zur Evaluierung der Messschaltung nen Netzteil bereitgestellt. Diese ist galvanisch von der Spannung für den Betrieb der Logikkomponenten getrennt. Beim Erhöhen der Spannung U x wird diese vom Mikrocontroller und einem Multimeter gemessen. Dadurch wird überprüft, ob die Spannung vom Mikrocontroller korrekt gemessen und berechnet wird. Beim Test löst die Notabschaltung nicht aus. Der Mikrocontroller misst keine Veränderung der Spannung. Nach einem Tausch des Trennverstärkers ist ebenfalls keine Änderung festzustellen. Dies lässt einen Fehler in der Verschaltung vermuten. Nach dem Test der Notabschaltung wird der Sperrwandler der Ladeschaltung an die 24 V Versorgungsspannung angeschlossen. Zum Testen der Entladung wird der Kondensators zunächst auf 50 V geladen und durch Drücken des NOTAUS- bzw Entladetasters entladen. Die Spannung wird in den folgenden Testdurchläufen um jeweils 50 V erhöht. Beim Abschalten von 300 V werden dabei die Entladewiderstände zerstört. Die gewählten Widerstände sind mit der Dickschichttechnik hergestellt. Dieser Widerstandstyp ist nicht dazu geeignet, kurzzeitig stark überlastet zu werden. Um weitere Tests mit der Platine durchführen zu können, sind die defekten Widerstände durch zwei 25 W Draht Evaluierung

59 widerstände im Metallgehäuse getauscht worden. Diese kamen bereits auf der Platine der alten Ladeschaltung zum Einsatz. Für eine spätere Platine müssen Widerstände ausgewählt werden, die einer hohen Pulsbelastung standhalten. Die Regelung der Ausgangsspannung wird mit Vorsicht überprüft, da die Notabschaltung für zu hohe Spannungen nicht funktioniert. Die Ausgangsspannung wird mit einem einfachen Multimeter gemessen. Dabei fällt auf, dass die Platine bei aufgelötetem Trennverstärker zu Spannungsmessung die Ausgangsspannung nicht regelt. Wird dieser jedoch entlötet, regelt der Controller des Sperrwandlers die Ausgangsspannung konstant auf U a,max = 328, 5 V. Da das Multimeter den Effektivwert der Spannung misst, kann keine Aussage über die Spannungswelligkeit getroffen werden. Das Problem mit den Trennverstärkern liegt möglicherweise in einer Kopplung der beiden ICs über einen Widerstand der Messschaltung. Dies wird auf einer folgenden Platine behoben, indem ein Trennverstärker entfällt und durch einen Operationsverstärker auf der Primärseite ersetzt wird. 5.2 Vergleich der technischen Daten Im folgenden Abschnitt werden die technischen Daten der bisherigen und neu entwickelten Ladeschaltung aufgenommen und verglichen. Dabei wird zunächst die Welligkeit der Ausgangsspannung gemessen. Anschließend werden der Verbrauch im Standby sowie während eines Ladevorgangs aufgenommen und berechnet. Zur Messung der Spannungswelligkeit der Ausgangsspannung wird ein Osziloskop genutzt. Der Tastkopf wird hierzu über einen Spannungsteiler mit der Ausgangsspannung des zu testenden Geräts (engl. Device Under Test, DUT) verbunden. Dieser Aufbau ist in Abbildung 5.3 dargestellt. Ein Spannungsteiler wird benötigt, um die Eingänge des Osziloskops, welche einen Eingangsbereich von ± 20 V besitzen, nicht zu beschädigen. Die Widerstände werden mit R 1 = R 2 = 1 MΩ so gewählt, dass die Spannung im Verhältnis 1:1 geteilt und die Ausgangsspannung nur minimal belastet wird. Die Tastköpfe werden auf ein Tastverhältnis von 1:10 eingestellt, sodass am Eingang des Osziloskops eine maximale Spannung von U oszi = Ua,max 2 10 = 330 V 2 10 = 16, 5 V anliegt. R 1 U e DUT U a R 2 U m Abbildung 5.3: Versuchsaufbau zur Messung der Spannungswelligkeit Um die Spannungswelligkeit zu berechnen, werden die minimal und maximal geregelte Ausgangsspannung in der Gleichung 5.1 voneinander subtrahiert. U = ± U max U min 2 (5.1) 5.2 Vergleich der technischen Daten 51

60 In Abbildung 5.4 ist die Messung der Ausgangsspannungswelligkeit der alten Ladeschaltung dargestellt. Es ist ein Regelzyklus zu sehen. Der Entladevorgang beginnt bei etwa 26,8 s und wird bei etwa 40 s durch den Ladevorgang, welcher etwa 0,5 s dauert abgelöst. Ein Regelzyklus dauert t alt,regelzyklus 40 s 26, 8 s+0, 5 s = 13, 7 s. Die maximale Spannung nach dem Ladevorgang liegt bei U alt,max = V = 318 V. Die minimale Spannung vor einem neuen Ladevorgang liegt bei U alt,min = 2 153, 8 V = 307, 6 V. Bei den Spannungswerten fällt auf, dass diese nicht mit den zuvor per Multimeter gemessenen Werten übereinstimmen. Dies liegt daran, dass der Spannungsteiler durch den Tastkopf des Osziloskops belastet wird. Da die mit dem Osziloskop gemessenen Werte nahe der mit dem Multimeter gemessenen Werte liegen, kann mit der Differenz weitergearbeitet werden. Die Spannungswelligkeit liegt bei U alt = 318 V 307, 6 V = 10, 4 V. (5.2) Abbildung 5.4: Messung der Ausgangsspannungswelligkeit der alten Ladeschaltung In Abbildung 5.5 ist die Messung der Ausgangsspannungswelligkeit der neuen Ladeschaltung dargestellt. Es sind zwei Regelzyklen abgebildet. Während der Ladevorgänge ist auf der Abbildung ein stärkeres Rauschen als während der Ladepausen zu sehen. Der erste Ladevorgang beginnt bei etwa 825 ms. Die Ladepause beginnt bei etwa 835 ms und endet bei etwa 890 ms. Ein Regelzyklus dauert bei der neuen Ladeschaltung t neu,regelzyklus = 890 ms 825 ms = 65 ms. Die maximale Spannung nach dem Ladevorgang liegt bei U neu,max = 2 157, 2 V = 314, 4 V. Die minimale Spannung vor dem Ladevorgang liegt bei U neu,min = 2 156, 6 V = 313, 2 V. Auch bei dieser Messung ist der Spannungsteiler belastet worden. Wie zuvor gilt auch hier, dass mit der Differenz weitergerechnet werden kann. Die Spannungswelligkeit liegt bei U neu = 314, 4 V 313, 2 V = 1, 2 V. (5.3) Die Welligkeit der Ausgangsspannung wird bei der neuen Ladeschaltung reduziert. Bei der bisherigen Schaltung weicht die Spannung um bis zu 10,4 V nach unten ab. Die neue 52 5 Evaluierung

61 Abbildung 5.5: Messung der Ausgangsspannungswelligkeit der neuen Ladeschaltung Ladeschaltung regelt die Ausgangsspannung auf U a,max = 328, 5 V ± 0, 6 V. Dies ist eine Verbesserung um den Faktor 8,67. Damit ist die Ausgangsspannung genauer regelbar, als dies in der Aufgabenstellung mit einer Genauigkeit von ±1 V gefordert ist. Die Energiedifferenz lässt sich mit der Formel 3.5 bestimmen. W alt = 1 2 7, 2 mf ((330 V )2 (330 V 10, 4 V ) 2 ) 24, 3 J W neu = 1 2 7, 2 mf ((328, 5 V )2 (328, 5 V 1, 2 V ) 2 ) 2, 83 J W alt = 24, 3 J W alt,max W neu W neu,max = 392 J 6, 2 % 2, 83 J 0, 72 % 392 J Die Abweichung der Stromanstiegsgeschwindigkeit lässt sich mit der Formel 3.8 berechnen. Für die bisherige Platine wird für die maximale Ausgangsspannung U a,max,alt = 330 V eingesetzt. Bei der neuen Platine wird für diesen Wert U a,max,neu = 328, 5 V genommen. Daraus ergeben sich die nachfolgend berechneten Abweichungen. U alt = 10, 4 V U a,max,alt 330 V U neu = 1, 2 V U a,max,neu 328, 5 V 3, 15 % 0, 37 % Durch die genauere Regelung der Ausgangsspannung verbessert sich die Abweichung der Gesamtenergie im Kondensator von 6,2 % auf 0,72 %, was einer Verbesserung um einen Faktor von etwa 8,5 entspricht. Bei der Abweichung der Stromanstiegsgeschwindigkeit ergibt sich eine Verbesserung von 3,15 % auf 0,37 %. Dies entspricht ebenfalls einer Verbesserung um einen Faktor von etwa 8,5. Durch die genauere Regelung sollten konstante Flugkurven und -weiten seitens der Elektronik möglich sein. 5.2 Vergleich der technischen Daten 53

62 Messung des Stromverbrauchs Zur Bestimmung des Stromverbrauchs werden die Ladeschaltungen mit einem Messaufbau zur Strommessung verbunden. Dieser ist in Abbildung 5.6 dargestellt. Die 24 V Spannung wird von zwei in Reihe geschalteten 12 V Lithium-Polymer-Akkus (LiPo-Akkus) bereitgestellt. Diese werden vor dem Versuch geladen und stellen während des Versuchs eine Eingangsspannung von U e = 26, 6 V zur Verfügung. In der Masseleitung wird zwischen negativem Batteriepol und dem zu testenden Gerät (DUT) ein Strommesswiderstand mit R = 10 mω vorgesehen. Ein Osziloskop misst die Spannung U m über dem Widerstand R S. Die gemessene Spannung wird über die gemessene Zeit gemittelt und über das ohmsche Gesetz der Strom Īin mit Gleichung 5.4 berechnet. Ī in = Ūm R S (5.4) Zur Berechnung der Leistung P in mit Gleichung 5.5 wird der gebildete Mittelwert des Stroms Īin mit der Akkuspannung multipliziert. Hierbei wird angenommen, dass diese während der Belastung durch den Ladevorgang nicht abfällt. P in = U e Īin (5.5) Die Effizienz η der Ladeschaltung wird für eine vollständige Kondensatorladung bestimmt. Dazu wird zunächst die Energie W in aus der berechneten Leistung P in und der benötigten Zeit t zum Laden des Kondensators mit Gleichung 5.6 bestimmt. Anschließend wird die Energie im Kondensator W C durch W in in Gleichung 5.7 dividiert. W in = P in t (5.6) η = W C W in (5.7) I in U e R S DUT U m Abbildung 5.6: Schaltbild des Versuchaufbaus der Strommessung Zunächst wird der Grundverbrauch ohne aktivierten Ladevorgang bestimmt. Dazu ist die Spannung U m über die Zeit von 20 s mit dem Osziloskop gemessen und der Mittelwert der Messwerte gebildet worden. Dieser wird aus den angehangenen Abbildungen A.1 und A.2 entnommen. Mit Ūm,alt = 67 µv und Ūm,neu = 388 µv wird der Mittelwert des Stroms nach der Formel 5.4 wie folgt berechnet. 67 µv Ī alt,standby = = 6, 7 ma 10 mω 388 µv Ī neu,standby = = 38, 8 ma 10 mω 54 5 Evaluierung

63 Mit 5.5 wird die Leistung der Schaltungen bestimmt, die diese im Standby verbrauchen. P alt,standby = 26, 6 V 6, 4 ma 0, 17 W P neu,standby = 26, 6 V 38, 8 ma 1, 03 W Abbildung 5.7: Spannungsverlauf über R S zur Strommessung des Ladevorgangs der alten Ladeschaltung Abbildung 5.8: Spannungsverlauf über R S zur Strommessung des Ladevorgangs der neuen Ladeschaltung Bei der Messung wird der Mittelwert des Stroms bestimmt, der während des vollständigen Ladevorgangs aus den Akkus entnommen wird. Anschließen wird die Leistung und die Energie berechnet. Die Effizienz gibt die von der gesamten Schaltung verbrauchte Energie im Verhältnis zur Energie im geladenen Kondensator an. Der Verbrauch während eines Ladevorgangs wird wie der des Grundverbrauchs bestimmt. Dazu misst das Osziloskop die Spannung U m über R S über die Zeit, die benötigt wird, um den Kondensator vollständig zu laden. Diese Messung ist in der Abbildung 5.7 für die alte Ladeschaltung 5.2 Vergleich der technischen Daten 55