Elektrische Leitungen. Seminar Felix Rembor

Transkript

1 Seminar Felix Rembor

2 Inhalt 1 Grundlagen 2 Leitungstypen 3 Einfache vs. Differentielle Signalübertragung 4 Entwurf von Leiterplatten 5 Augendiagramme 6 Time Domain Reflectometry 7 Praktische Umsetzung 8 Persönliche Bemerkung Seite 2

3 1 Grundlagen 1.1 Impedanz Verlustfreie Leitungen Verlustbehaftete Leitungen Skin Effekt Weitere Effekte Formeln Tools 1.3 Reflektionen Terminierung 1.4 Crosstalk Kapazitive Einkopplung Induktive Einkopplung Ohm sche Einkopplung 1.2 Dämpfung Seite 3

4 1.1 Impedanz Ersatzschaltung einer Übertragungsstrecke: Sender (Quelle) dr dl dg dc Empfänger (Senke) Querschnitt: Impedanz: dz = drdz + = jdr ωdl dy dy = dg dg + jωdc Z = dz dy = jωdl jωdc + + dr dg Seite 4

5 1.1 Impedanz Verlustbehaftete Leitung: (Lossy Transmission Lines) (großes R, kleines G) Z = dr + dg + jωdl jωdc Verlustfreie Leitung: (Loss-less Transmission Lines) (R, G = 0) dr + jωdl jωdl Z = = = dg + jωdc jωdc frequenzunabhängig längenunabhängig dl dc Seite 5

6 1.1.1 Verlustfreie Leitungen Formeln zum Abschätzen: Impedanz: Ausbreitungsverzögerung: Ausbreitungsgeschwindigkeit: Z t = = 1 v = t dl dc dl * dc dl = Z * t dc = t Z Seite 6

7 1.1.2 Verlustbehaftete Leitungen In realen Leitungen ist R (und G) nicht 0 => Impedanz ist längen- und frequenzabhängig. Beispiel: Leiterbahn auf einer Platine Typische Dicke der Kupferschicht: 35µm Typische Leiterbahnbreite: 100µm R DC ρ * l = A 8 1,7*10 (100*10 )*(35*10 = 6 6 ) Ω 4,9 m Seite 7

8 Skin Effekt Durch das elektromagnetische Feld des Stromes entstehen Wirbelströme im Leiter, durch welche ein nicht leitender Bereich in der Leitung entsteht. Der Leiterquerschnitt wird effektiv verringert und somit der Widerstand erhöht. Nicht leitender Bereich Skin depth I 2 δ = ωμσ µ = Permeabilität σ = Admittanz Seite 8

9 Skin Effekt Skin depth Skin depth (in µm) RG-58A/U Coaxial-Kabel 100µm PCB-Leitung 0,1 0,01 On-chip-interconnect (0,13µm) 0, k 10k 100k 1M 10M 100M 1G 10G 100G 1T 10T 100T Frequenz f (in Hz) Seite 9

10 Skin Effekt Widerstand unter Berücksichtung des Skin-Effekts On-Chip-Interconnect (0,13x0,39µm) µm PCB- Widerstand R (in Ohm) RG-58A/U Coaxial 0,1 0,01 0,001 0, k 10k 100k 1M 10M 100M 1G 10G 100G 1T 10T 100T Frequenz f (in Hz) Seite 10

11 Weitere Effekte Proximity-Effekt: Ein in positiver- und ein in negativer Richtung durchflossener Leiter Stoßen sich voneinander ab. B-Feld der Leiter erzeugen Wirbelströme ==> Mehr Stromfluß in der Innenseite ==> Kabel stoßen sich ab. + - Surface-Roughness: Die Oberfläche eines Leiters ist hügelig. Sinkt bei hohen Frequenzen die Skin depth unter die Oberflächenrauheit, muss der Strom einen weiteren Weg zurücklegen. Skin depth Dielectric-Effects: Bei hohen Frequenzen entstehen durch den elektrischen Strom Mikrowellen. Diese werden im Dielektrikum in Wärme umgesetzt. (= Dielectric loss) Seite 11

12 Formeln Impedanz: Ausbreitungsverzögerung: Ausbreitungsgeschwindigkeit: Additive Impedanz durch Skin-Effekt: Skin-Tiefe: Startfrequenz des Skin-Effekts: Z t 1 v = = t R ( f ) = δ ( f ) = f = = Skin dr dg Skin _ Start + + ( dr + iωdl) + ( dg + iωdc) c0 ε r iωdl iωdc 1 2d 2 2πfμσ μπf σ 4 ( d) = πµ σd 2 µ = Permeabilität σ = Admittanz Seite 12

13 Tools Fazit: Realistische Modelle sind sehr komplex. Um zu berechnen, wie breit und wie weit entfernt Leiterbahnen sein müssen, um eine bestimmte Impedanz zu bekommen, verwendet man spezielle Programme. Zum Beispiel Impedance Calculator von Polar (früher ~800 ; jetzt ~2000 ). Seite 13

14 1.2 Dämpfung Dämpfung = Tiefpass 2. Ordnung Sender (Quelle) L C Empfänger (Senke) + Skin-Effekt + Surfave Roughness + Dielectric loss Seite 14

15 1.2 Dämpfung Dämpfung einer PCB-Leitung 100 Dämpfung (in db/m) 10 1 RC a ~ f 1/2 LC a konst. Skin-Effekt a ~ f 1/2 Dielectric loss a ~ f 0,1 0,01 10k 100k 1M 10M 100M 1G 10G Frequenz f (in Hz) Seite 15

16 1.3 Reflektionen Ändert sich die Impedanz einer Leitung, wird ein Teil des Signals reflektiert. Reflektionsfaktor: Reflektionsspannung: Reflektionsstrom: r V I Z = Z reflekt reflekt 1 1 Z + Z 0 0 = r * V = r * I (Übergang von Z 0 nach Z 1 ) I I Z 0 = 30 Ω Z 1 = 10 Ω Z 0 = 10 Ω Z 1 = 30 Ω Signal r = -1/2 Signal r = 1/2 1 Zeit 1-1 Zeit Seite 16

17 1.3.1 Terminierung Am Ende einer Leitung wechselt das Signal von der Leitungsimpedanz zu. r = 1. Das Signal pendelt zwischen den Leitungsenden hin und her und überlagert andere Signale auf der Leitung. Es kommt zum sogenannten Ringing. Leitung Zeit Ringing Zeit Am Ende der Leitung soll das Signal jedoch nicht reflektiert werden. Dies geschieht, wenn r = 0. Z 0 = Z L L Z + Z T T = Z L Z Ein Terminierungswiderstand mit der gleichen Impedanz wie der der Leitung verhindert diesen Effekt. T Z L = Z T Seite 17

18 1.3.1 Terminierung Terminierung mit Stub: Bruchteil der Anstiegszeit Sender Z 0 R Term Z Stub Empfänger Fly-by-Terminierung (Busse): R Stub Sender Z 0 Z 0 R Term Empfänger Seite 18

19 1.4 Crosstalk Einflussnahme eines fremden Signals auf die eigene Signalleitung durch: kapazitive Einkopplung, induktive Einkopplung oder ohm sche Einkopplung XTalk V Empfänger ( db ) = 20log X V Sender Seite 19

20 1.4.1 Kapazitive Einkopplung Beispiel: Zwei eng beieinander liegende Leitungen wirken wie zwei Platten eines Plattenkondensators. NEXT FEXT Reflected NEXT NEXT - Near End Crosstalk or Reverse Coupling: Signaleinkopplung entgegen der Richtung des Verursachers. Die Amplitude des eingekoppelten Signals steigt mit der Koppellänge bis zu ihrer Sättigung (1/2 Anstiegszeit). FEXT - Far End Crosstalk or Forward Coupling: Signaleinkopplung in die Richtung des Verursachers. Die Amplitude des eingekoppelten Signals steigt mit der Koppellänge bis zu ihrer maximalen Amplitude von V Verursacher. Dieser Effekt entsteht durch die Induktivität einer Leitung und ist daher negativ. (Obwohl der Effekt durch eine Induktivität hervorgerufen wird, sei er bei den kapazitiven Einkopplungen erwähnt, da er charakteristische Eigenschaften einer kapazitiven Einkopplung aufweist.) Seite 20

21 1.4.1 Kapazitive Einkopplung Reduzieren kapazitiver Einkopplungen: Abschirmung (GND-Ummantelung, Striplines anstatt Microstripes) Nebenläufigkeit von Leitungen vermeiden Signalanstiegszeit so groß wie möglich wählen Distanz zum Bezugspotential so klein wie möglich wählen Signalleitungen so weit wie möglich von einander weg positionieren Amplitudenverringerung Niederohmiger Aufbau Seite 21

22 1.4.2 Induktive Einkopplung Entstehen durch Leiterbahnschleifen Beispiele: Elektromagnetisches Feld EKG-Elektroden an Hand und Fuß schließen eine Fläche ein. Dies entspricht einer Spule mit einer Windung. Sensor GND Area-Loop Umwege einer Leiterbahn Seite 22

23 1.4.2 Induktive Einkopplung Reduzieren induktiver Einkopplungen: Loop Areas minimieren Gedrehte Kabel verwenden Niederohmiger Aufbau Seite 23

24 1.4.2 Ohm sche Einkopplung Treten nur in manchen Spezialgebieten in relevanter Form auf. Beispiel: Biomedizintechnik Messen von Aktionsimpulsen in Nervenleitungen. Strom der Stimmulationselektrode wird über Axon weitergeleitet. Nervenzellen 2. Ableitung 1. Ableitung Stimulation Seite 24

25 1.4.2 Ohm sche Einkopplung Reduzieren ohm scher Einkopplungen: Galvanische Trennung durch Optokoppler oder Spulen Oft nicht oder nur sehr schwer möglich. Seite 25

26 2 Leitungstypen 2.1 Koaxialkabel 2.2 Twisted Pair 2.3 Shilded Twisted Pair 2.4 Microstrip / Stripline 2.5 Übersicht Seite 26

27 2.1 Coaxial-Kabel Kupferleitung Dielektrikum Masse (Shield) Ummantelung + sehr gut abgeschirmt + sehr genau definierte Impedanz + tauglich für Frequenzen über 1 GHz - relativ teuer - sehr dickes Kabel - teure Installation (Sender, Empfänger, Stecker) Eingesetzt im Audio- und Videobereich Seite 27

28 2.2 Twisted Pair (TP) Twisted Pair + sehr billig + billige Installation + kleine Angriffsfläche für magnetische Felder + geringer Platzbedarf Paar keine Abschirmung - nur für hohe Signalpegel geeignet - max. 250 Mb/s - schlecht definierte Impedanz Verwendet in Low-Cost-LANs Seite 28

29 2.3 Shilded Twisted Pair (STP) Abschirmung (Masse) Twisted Pair + Abschirmung + kleine Angriffsfläche für magnetische Felder + geringer Platzbedarf + bis zu 1 Gb/s + auch für kleine Signalpegel geeignet Paar teuer - teure Installation Verwendet in Netzwerken Seite 29

30 2.4 Microstrip / Stripline Microstrip: Schutzlack Leiterbahn Dielektrikum Referenz (PowerPlane) Stripline: Referenz (Powerplane) Leiterbahn Dielektrikum Seite 30

31 2.4 Microstrip / Stripline Eigenschaften und Verwendung: + tauglich für Frequenzen über 10 Gb/s + gute Abschirmung möglich + gut definierte Impedanzen möglich + sehr geringer Platzbedarf + individuelle Leitungsgestaltung möglich - nur für geringe Entfernungen sinnvoll - physikalisch unflexibel In elektrischen Geräten Seite 31

32 2.5 Übersicht Größe Koax-Kabel PCB-Leiterbahn UTP STP 500 Mb/s 1Gb/s 10 Gb/s Frequenz Seite 32

33 3 Einfache vs. Differentielle Signalübertragung Einfache Signalübertragung: + benötigt nur eine Leitung + einfach zu implementieren - reagiert empfindlich gegenüber externen Störungen - Ground-Bounce Ground-Bounce: Sender 1 V Output = 1-4 V 1 V Empfänger VCC = 5 V GND = 0 V Erwartet 0-5 V Seite 33

34 3 Einfache vs. Differentielle Signalübertragung Differentielle Signalübertragung: + relativ unempfindlich gegenüber externen Störungen + unempfindlich gegenüber Levelschwankungen + kleine Spannungshübe => schnell - benötigt zwei Leitungen -fördert Skew Skew durch unterschiedlich lange Wege: Seite 34

35 4 Entwurf von Leiterplatten 4.1 Vias / Pads 4.2 Ecken 4.3 Layeranordnung 4.4 Abschirmung 4.5 Hitzefallen 4.6 Pufferkondensatoren Seite 35

36 4.1 Vias / Pads Während der Durchkontaktierung von Bezugspotential entkoppelt. Pad Bohrung mit Metalhülse Layer Anti-Pad Vias und Pads stellen eine Impedanzveränderung dar und rufen schon bei niedrigen Frequenzen (MHz-Bereich) Reflektionen hervor. Wenn möglich sollten Vias vermieden und die Pads / Bauteile so klein wie möglich gewählt werden. Seite 36

37 4.2 Leiterbahnecken 90 Ecke 45 Ecke Kurve Leiterbahn aus Sicht des Stromes ( aufgeklappt ) Winkel in Leiterbahnen stellen wie Vias eine Impedanzveränderung dar und erzeugen Reflektionen. Besser: 2 x 45 Winkel oder Rundungen Seite 37

38 4.3 Layerandordnung Routing Layer Powerplanes (VCC, GND) Bei Platinen für hochfrequente Signale (>50 MHz) sollten 4-lagige Platinen erstellt werden. Die inneren Layer sollten als Powerplanes (VCC, GND) verwendet werden, um eine konstante Impedanz der Leitungen zu erreichen und um Crosstalk zu unterdrücken. Seite 38

39 4.4 Abschirmung Gegen externe Einflüsse: Am Leiterplattenrand: Routing Layer Powerplanes Routing GND Zwischen Leiterbahnen: VCC Via Signalleitung 1 Signalleitung 2 GND Routing Die Masse ist eine sehr gute Abschirmung gegenüber Crosstalk und elektromagnetischen Wellen. Seite 39

40 4.5 Pufferkondensatoren Kondensatorersatzschaltung: Dämpfung C L R Frequenz Pufferkondensatoren werden verwendet, um um Spannungspeeks auf der Versorgungsspannung abzubauen. Ab einer bestimmten Frequenz überwiegt jedoch die Induktivität der Leitung, und der Kondensator wirkt wie eine Spule. => Verwenden mehrerer unterschiedliche Kondensatoren mit möglichst kurzer Distanz zu den Versorgungspins. Seite 40

41 4.6 Hitzefallen Wird ein Pad mit einer großen Leiterfläche verbunden, die das Pad umgibt, fließt die Wärme beim Verlöten zu schnell in die Umgebung ab. Es entstehen kalte Lötstellen. Um dies zu vermeiden, wird das Pad über dünne Leitungen mit der großen Leiterfläche verbunden. => Impedanzsprung Seite 41

42 5 Augendiagramme Aus Augendiagrammen ist ersichtlich: Signallevel Skew Jitter Nutzbare Signalzeit Seite 42

43 6 TDR - Time Domain Reflectometry 6.1 Das TDR-Prinzip 6.2 Die TDR-Messung 6.3 Mathematischer Zusammenhang 6.4 Beispiel 6.5 Synergien Seite 43

44 6.1 Das TDR-Prinzip Messung von Reflektionen über die Zeit Ursprünglich verwendet, um Kabelbruchstellen bei vergrabenen Kabeln zu ermitteln. Durch feinere Geräte wurde später die Impedanzmessung ermöglicht. Heute werden TDR-Messungen in vielen Lebensbereichen durchgeführt. r1 r2 r3 r4 X R1 X r2*x r2*r1*x R2 X-r2*X (X-r2*X)*r4 Reflektionsfaktor: r V I Z = Z reflekt reflekt 1 1 Z + Z 0 0 = r * V = r * I Zeit Seite 44

45 6.2 Die TDR-Messung Einspeisung eines Spannungssprungs Z 0 = 50 Ohm Z 1 = 34 Ohm Messabgriff Referenzspannung An die zu vermessende Leitung wird eine Sprungfolge angelegt. Gleizeitig wird die Spannung am Einspeisepunkt über die Zeit gemessen. Die angelegte Spannung wird durch Reflektionen überlagert. Durch die Spannungsänderungen zu bestimmten Zeiten können auf Impedanzveränderungen in bestimmten Entferungen geschlossen werden. Gemessene Spannung Reflektion Seite 45

46 6.3 Mathematischer Zusammenhang Umrechnung von Spannung auf Impedanz: r V I Z = Z reflekt reflekt 1 1 Z + Z 0 0 = r * V = r * I r = U reflekt U in = U in U U in Messung Z 1 = Z r r Impedanz der Einspeiseleitung muss dem Messgerät bekannt sein! => Initialisierung Seite 46

47 6.4 Beispiel Z 0 = 50 Ohm Z 1 = 34 Ohm Nach t = 150 ps: U reflect = -5,75 V U in = 32,3V U r = U Z 1 reflekt in = 0,18 1+ r = Z0 = 34, 7Ω 1 r Seite 47

48 6.5 Synergien Giftmülldeponien: Tritt Giftmüll aus den Fässern, verändert sich die Impedanz der unisolierten Leiterbahnschleife.!?! X Seite 48

49 6.5 Synergien Ausgrabungen:! Booom! Über Schallwellen und mehrere Messstationen auch mehrdimensionale Vermessungen des Erdreiches möglich Seite 49

50 6.5 Synergien Weitere Einsatzgebiete: Flüssigkeitsstandanzeige Suche von Kohle-, Öl-Vorkommen usw. Ultraschallaufnahmen Radar Echolot Seite 50

51 7 Praktische Umsetzung 7.1 Signalmessung auf der ATOLL-Übertragunsstrecke 7.2 Impedanzmessung auf der ATOLL-Übertragungsstrecke 7.3 X-Talk zwischen einem Differential Pair 7.4 Messung der Auswirkungen von Vias, Pads & Bauelementen auf die Impedanz Seite 51

52 7.1 Signalmessung Frage: Ist das ATOLL-Kabel gut genug, um eine Strecke von 10m zu überbrücken? Antwort gibt die Messung eines Augendiagramms. Seite 52

53 7.1.1 Messaufbau (500mV Hub) HF-Koaxial Buchse Trigger Lötstelle 50 Ohm Koaxial-Kabel ATOLL-BGA differential Microstrip STP SCSI-Stecker SCSI-Buchse Seite 53

54 7.1.2 Ergebnisse (Alle Tabellen in mv) 125 MHz 250 MHz m ? 50 0? m ? Seite 54

55 7.2 Impedanzmessung Frage: Wo sind die Schwachstellen der ATOLL-Übertragungsstrecke? Was verursachte die Verzerrungen im Augendiagramm? Antwort gibt eine TDR-Messung Seite 55

56 7.2.1 Messaufbau HF-Koaxial Buchse Lötstelle 50 Ohm Koaxial-Kabel ATOLL-BGA differential Microstrip STP SCSI-Stecker SCSI-Buchse Seite 56

57 7.2.2 Ergebnis Hier stimmt was nicht. Warscheinlich Stichleitung zu BGA Impedanz (in Ohm) Ohm Koaxial-Kabel offensichtlich nicht 50 Ohm Reflektionsentfernung ==> Seite 57

58 7.3 X-Talk Frage: Wie groß ist das Übersprechen zwischen einem differentiellen Paar auf 1 m ATOLL-Kabel? Antwort gibt die Messung eines Augendiagramms. Seite 58

59 7.3.1 Messaufbau (500mV Hub) HF-Koaxial Buchse Trigger Lötstelle 50 Ohm Koaxial Kabel ATOLL-BGA differential Microstrip STP SCSI-Stecker SCSI-Buchse Seite 59

60 7.3.2 Ergebnis X-Talk - 1m ATOLL-Kabel bei 375 Mhz Seite 60

61 7.4 Auswirkungen von Vias, Pads & Bauelementen Frage: Wie groß sind die Reflektionen, die von Vias, Pads und Bauelementen hervorgerufen werden? Antwort gibt eine TDR-Messung. Seite 61

62 7.4.1 Messaufbau HF-Koaxial Buchse 50 Ohm Koaxial-Kabel ATOLL-BGA Löstelle Via STP SCSI-Stecker SCSI-Buchse differential Microstrip Seite 62

63 7.4.2 Ergebnis Impedanz (in Ohm) Reflektionszeit Seite 63

64 8. Persönliche Bemerkung In der Literatur wird ausführlichst diskutiert, wie man eine Leiterbahn an ein Via leitet, und was man um ein Via herum bauen kann, um möglichst wenige Reflektionen zu erhalten. Wenn ich mir jedoch meine Messergebnisse ansehe, drängt sich mir der Verdacht auf, dass hier Viel Lärm um Nichts gemacht wird.!?! Wirklich!?! Achtung: TDR-Messungen sind mit Vorsicht zu genießen. Hier kann man sich sehr leicht selbst aufs Kreuz legen. Seite 64

65 8. Persönliche Bemerkung 200 Impedanz (in Ohm) Die Impedanz des Kabels scheint zu steigen. Erklärung: die gemessenen Reflektionen müssen durch das Kabel und werden dabei gedämft. Eine Messung, bei der von hinten beginnend gemessen wurde, belegte, dass die Peeks an den SCSI-Steckern etwa gleich groß sind! Reflektionsentfernung ==> Seite 65

66 8. Persönliche Bemerkung TDR-Messergebnisse werden mit der Entfernung des Messpunktes immer unbrauchbarer! Wiederholung des Versuchs zur Messung der Impedanzbeeinflussung von Vias mit möglichst kurzen Leitungen. Messrichtung Gemessene Leitung Seite 66

67 8. Persönliche Bemerkung Messergebnisse: Koaxial-Buchse Via immer noch nicht sichtbar? Via? Via versehen mit Stichleitung Seite 67

68 8. Persönliche Bemerkung Fazit: Es gibt interessante, relevante physikalische Effekte, und es gibt interessante, irrelevante physikalische Effekte. Es mag vielleicht auch sein, das es einen uninteressanten physikalischen Effekt gibt. In der Literatur werden in der Regel alle Effekte als wichtig dargestellt. Aber: Wer betreibt Platinen mit ~6Ghz und höher? (Dielectric Loss) 45 -Ecken im PCB Bereich eine Selbstverständlichkeit, obwohl so gut wie nie nötig (wird relevant ab 2 Ghz) TDR-Messungen haben mich nicht wirklich überzeugt Seite 68

69 Quellen High-Speed Signal Propagation - Advanced Black Magic Howard Johnson, Martin Graham; Prentice Hall, ISBN: X Design, Simulation and Implementation of an Interconnect including a Printed Circuit Board and Chip Package for High Speed Signals with improved Signal Integrity Diplomarbeit Holger Fröning; Lehrstuhl für Rechnerarchitektur, Universität Mannheim Biomedizintechnik Vorlesungsskript, Jürgen Hesser; Universität Mannheim Emulation einer TDR Messung mit Empire Dr.-Ing. Michael Reppel, Dr Mühlhaus Consulting & Software GmbH Theoretische und und Experimentelle Untersuchungen zur Detektion von Feuchteprofilen mittels TDR-Messleitung K. Kupfer, E. Trinks, Th. Schäfer, Th Keiner MFPA an der Bauhaus-Universität Weimar

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