HSD FB E I. Hochschule Düsseldorf Fachbereich Elektro- und Informationstechnik. Datum: WS/SS Gruppe: Teilnehmer Name Matr.-Nr.

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1 HSD FB E I Hochschule Düsseldorf Fachbereich Elektro- und Informationstechnik Schaltungs-Praktikum stabilisierte Netzgeräte Datum: WS/SS 0.. Gruppe: Teilnehmer Name Matr.-Nr. 3 Testat verwendete Geräte: Das Kapitel 6 (Versuchsvorbereitung) ab Seite 7 ist vor Antritt des Praktikums zu bearbeiten! Labor für elektronische Bauelemente und Schaltungen Prof Dr. Lauffs Dipl.-Ing. Hein Raum M.3a/b Tel.: 0 /

2 . Grundlagen Stabilisierungsschaltungen, die eine konstante Gleichspannung abgeben, werden meistens aus dem Netz gespeist und deshalb allgemein als stabilisierte Netzgeräte bezeichnet. Ein solches Gerät besteht aus dem eigentlichen Netzteil und dem Stabilisierungsteil. Stabilisierung Netzinnenwiderstand Ie IL Netzteil RL U~ (Netz) Bild. U- nicht stabilisiert U- stabilisiert Das Netzgerät enthält Transformator, Gleichrichter und Siebglied. Das Siebglied kann aus einer Drossel, einem Widerstand, Kondensatoren oder aus einer Kombination dieser Bauteile bestehen.die Einzelteile bestimmen wesentlich den Innenwiderstand Ri der Gleichstromquelle, die die angeschlossenen Stabilisierungsschaltung speist. Der Innenwiderstand des Netzes kann dagegen praktisch vernachlässigt werden. Die prozentualen Schwankungen der Netzspannung gelten auch für die ungeregelte Gleichspannung Ue am Ausgang des Netzteiles. Dazu kommen noch die Spannungsschwankungen, die sich durch Änderung des Spannungsabfalles am Innenwiderstand Ri der Gleichstromquelle ergeben, wenn sich der Strom ändert. Bei Schaltungen mit veränderbarem Eingangsstrom Ie soll deshalb Ri möglichst klein gehalten werden. Ist dagegen der Eingangstrom Ie praktisch konstant, wie das bei einfachen Stabilisierungsschaltungen mit Z-Dioden der Fall ist, so kann Ri in den erforderlichen Vorwiderstand mit einbezogen werden. Bei der Ermittlung der Toleranzen der Eingangsspannung Ue muß man außerdem die Brummspannung berücksichtigen. Mit Rücksicht auf einen kleinen Wert der Brummspannung ist die Zweiweggleichrichtung ( Brückengleichrichtung ) anzuwenden. Dabei ergibt sich außerdem der Vorteil, daß die Gleichspannung am Ladekondensator weniger lastabhängig ist als bei Einweggleichrichtung, weil der rechnerische Mittelwert der pulsierenden Gleichspannung und die Brummfrequenz doppelt so hoch sind. Mit Leistungstransistoren können stabilisierte Netzgeräte mit sehr kleinem Innenwiderstand aufgebaut werden. Die für die Regelung erforderliche Vergleichsspannung kann ebenfalls mit Halbleitern, und zwar mit Z-Dioden, gewonnen werden. Im folgenden werden Berchnungshinweise für geregelte Netzgeräte mit Transistoren und Z-Dioden gegeben.. Stabilisierung mit Z-Dioden Die einfachste Stabilisierungsschaltung enthält nur eine Z-Diode und einen Vorwiderstand. Bei schwankender Eingangsspannung und fehlender Last ( RL ) erhält man eine Verschiebung der Arbeitsgeraden und für jede Eingangsspannung einen anderen Arbeitspunkt als Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der Kennlinie der Z-Diode. Wegen der steilen Kennlinie der Z-Diode erhält man eine nur wenig veränderte Ausgangsspannung. Bei vorhanden sein einer Last ergibt sich im Knotenpunkt eine Stromverzweigung. In jedem Fall muß durch die Z-Diode noch mindestens ein Strom von ca. 5 ma fließen, damit die Z-Diode im Stabilisierungsbereich verbleibt ( siehe auch Versuch Z-Diode ). Izmin 5 ma (. )

3 . Schaltungsberechnung.. Z- Diode Die Z-Diode wird bei minimaler Ausgangslast und maximaler Eingangsspannung am stärksten belastet. Die geringste Belastung der Diode tritt bei minimaler Eingangsspannung und maximalem Ausgangsstrom auf. Eine gute Stabilisierung erhält man bei möglichst großer Eingangsspannung. In einem solchen Fall ergibt sich eine nur wenig geneigte Arbeitsgerade, und Schwankungen der Eingangsspannung haben nur eine geringe Verschiebung des Arbeitspunktes zur Folge. Im allgemeinen wählt man:.. Vorw iderstand Ue UZ (. ) Für die Ermittlung der Größe des Vorwiderstandes gilt: Ue - UZ R = (.3 ) IZ Der maximal zulässige Strom durch die Z-Diode errechnet sich aus ihrer Verlustleistung und der Zenerspannung, wobei die Toleranzen entsprechend berücksichtigt werden müssen. PV IZmax = (.4 ) UZ Die zulässige Verlustleistung ist entweder für eine bestimmte Umgebungstemperatur oder für eine bestimmte Gehäusetemperatur im Datenblatt angegeben. Bei Vorliegen anderer Temperaturen muß die zulässige Verlustleistung erst noch bestimmt werden. Ue C R D C Ua RL Bild. Die Eingangsspannung soll eine geringe Welligkeit aufweisen. Bei einer großen Welligkeit muß die Z-Diode auch noch als Siebmittel wirken, was das Verhältnis von Verlustleistung der Z-Diode zur maximalen Ausgangsleistung ungünstig beeinflußt...3 Kondensator C Er ist zur Glättung der Eingangsspannung vorgesehen. Bild. zeigt ( stark vereinfacht ) die Spannung am Ladekondensator C. U TE 5ms UBr 5ms Bild. 0ms t

4 Der Kurvenzug ist unterteilt in eine Aufladung und eine Entladung, je nachdem, ob die vom Gleichrichter gelieferte Spannung größer oder kleiner als die Spannung am Kondensator C ist. Die Entladung erfolgt nach einer e-funktion mit der Zeitkonstanten τe = RL C (.5 ) Aus der maximal zulässigen Brummspannung UBr und dem maximalen Laststrom IL erhält man als Näherung eine Beziehung zwischen der Entladezeit TE und C. IL C = TE (.6 ) UBr Nimmt man für den Spitzenwert der Brummspannung einen Wert von 0 % der Nenneingangsspannung und für die Entladezeit ca. 5ms an (Bild. ), so kann der erforderliche Wert des Kondensators C abgeschätzt werden...4 Kondensator C Der Kondensator C ist nur dann erforderlich, wenn kurzzeitig Spitzenbelastungen auftreten können, bei denen der Laststrom IL so groß wird, das der minimale Z-Diodenstrom von ca. 5mA nicht mehr fließen kann. Die möglichen Spitzenbelastungen haben so verschiedenen Charakter, daß eine genaue Berechnung der Größe von C nur für den jeweiligen Anwendungsfall erfolgen kann. Als Erfahrungswert kann angegeben werden: C / µf = 0, IL max / ma (.7 ) 3 Stabilisierung mit Z-Diode und Transist or Ist ein Laststrom gefordert, der wesentlich größer ist als der maximal zulässige Z-Diodenstrom so muß die Schaltung mit einen Transistor erweitert werden. R R Ue R Ua C C3 C Bild 3. Mit dieser Schaltung können Netzgeräte von ca. 5 V bis 80 V und für Lastströme bis A aufgebaut werden.bei der Ermittlung der Eingangsspannung Ue müssen die Schwankungen der Netzspannung von ± 0 %, der Spitzenwert der Brummspannung von 5 % und die für den Betrieb des Transistors erforderliche Kollektor-Emitter-Spannung berücksichtigt werden: Ue =,5 Ua + V ( 3. ) Mit dem hier für die Kollektor-Emitter-Spannung angesetzten Wert von V ist eine sicherer Betrieb der Schaltung gewährleistet. 3

5 3. Schaltungberechnung 3.. Z-Diode Die Diodenspannung UZ ist durch die Höhe der gewünschten Ausgangsspannung Ua und die Basis-Emitter-Spannung des Transistors festgelegt. UZ = Ua + UBE ( 3. ) Die Z-Diode muß Änderungen des Basisstromes IB und der Eingangsspannung Ue ausgleichen. Der Höchstwert des Basisstromes ergibt sich als Quotient aus dem Maximalwert des Laststromes und der kleinsten zu erwartenden statischen Stromverstärkung Bmin des gewählten Transistortyps. 3.. Widerstände ILmax IBmax = ( 3.3 ) Bmin Der Vorwiderstand ist in zwei gleichgroße Widerstände R aufgeteilt, damit noch ein Siebkondensator eingefügt werden kann. Diese Teilwiderstände werden nach Gleichung 3.4 errechnet. Ue + ILmax Re - Uz R = ( 3.4 ) Izmax oder Ueo - Uz R = ( 3.5 ) Izmax Ueo = Eingangsspannung bei Leerlauf Re = Innenwiderstand des Gleichrichterteils Die Z-Diode ist im Leerlaufbetrieb am stärksten belastet. Deshalb ist in der Gleichung 3.5 die Eingangsspannung im Leerlauf eingesetzt, die um das Produkt aus maximal aufgenommenen Strom und dem Innenwiderstand des Gleichrichterteils höher ist als die Eingangsspannung Ue bei maximaler Last. Im Nenner erscheint der Faktor zwei, weil in der Schaltung zwei gleich große Widerstände R angeordnet sind. Der Widerstand R wirkt als Vorlast, damit bei Leerlauf der Reststrom des Transistors fließen kann, und die Regelfähigkeit der Schaltung erhalten bleibt. R ist nur erforderlich, wenn der Laststrom IL zu Null werden kann. Ua R ( 3.6 ) ICB0 ( 90 C ) Der Grenzwert ICB0 < ICEV ( für 90 C ) ist dem Datenblatt zu entnehmen Kondensatoren Berechnung von C und C siehe Kapitel..3 bzw...4 Zur Herabsetzung der Brummspannung an der Z-Diode kann der Siebkondensator C3 eingesetzt werden. 4

6 Der kapazitive Widerstand von C3 soll bei einer Brummfrequenz von 00 Hz (Zweiweggleichrichtung) /00 des Widerstandswertes von R nicht übersteigen. ω C3 R ( 3.7 ) Leistungstransistor Bestimmung der maximalen Verlustleistung Am Leistungstransistor tritt bei größtem Laststrom und größter Kollektor-Emitter-Spannung UCEmax die maximale Verlustleistung auf. Ptot = UCEmax IC ( 3.8 ) UCEmax ergibt sich für die maximale Eingangsspannung Uemax am Kondensator C unter Last. UCEmax = Uemax - Uamin ( 3.9 ) Bemessung des Kühlbleches Leistungstransistoren müssen zur besseren Wärmeableitung in nahezu allen Anwendungsfällen auf Kühlbleche (Chassis) montiert werden. Die höchste zulässige Sperrschichttemperatur TJ darf nicht überschritten werden. Sie liegt bei Siliziumtransistoren zwischen 50 C und 80 C.Die im Transistorkristall in Wärme umgesetzte Verlustleistung Ptot muß über das Transistorgehäuse an die Umgebungsluft abgegeben werden. Der Wärmewiderstand RthJG innerhalb des Transistors ist konstant und im Datenblatt für die einzelnen Transistortypen angegeben. Mit diesem Wert ergibt sich das innere Temperaturgefälle des Transistors. Ti = RthJG Ptot ( 3.0 ) Mit Hilfe der angegebenen Lufttemperatur TU kann das äußere Temperaturgefälle Ta bestimmt werden. Ta = TJ - Ti - TU ( 3. ) Der maximale Wärmewiderstand des Kühlbleches RthK kann nun errechnet werden ( siehe auch Versuch Kühlung ) Ausw ahl des Transistors Ta RthK = ( 3. ) Ptot Die in der Schaltung auftretende Verlustleistung Ptot muß kleiner sein als die für den gewählten Transistor angegebene maximal zulässige Verlustleistung. Tj - TG Ptot = ( 3.3 ) RthJG 5

7 4 Schaltung mit einstellbarer Aus gangsspannung Die Schaltung nach Bild 4. zeigt eine Möglichkeit, wie man eine variable stabilisierte Ausgangsspannung erhalten kann.die Z-Diode und die Widerstände R, R3, R4 und R5 bilden eine Brückenschaltung deren Brückenspannung als Basis-Emitter-Spannung an dem Transistor T anliegt. Änderungen der Brückenspannung, hervorgerufen durch Änderungen der Ausgangsspannung Ua, werden durch T verstärkt und der Basis von T in der Weise zugeführt, daß sich die Ausgangsspannung wieder auf ihren ursprünglichen Wert einstellt. Ein wesentlicher Vorteil dieser Schaltung ist, daß sich Stromänderungen im T nicht auf die Ausgangsspannung auswirken, weil der Emitter an der konstanten Spannung der Z-Diode liegt. Durch den Widerstand R wird die Z-Diode mit dem Mindeststrom versorgt. Über den Spannungsteiler R3,R4 und R5 wird der Einstellbereich der Ausgangsspannung definiert. R T R R3 Ue R R4 Ua C C3 T D R5 C Bild Schaltungsdime nsionierung 4.. Widerstände R Über die zwei gleichgroßen Widerstände R muß mindestens der maximale Basisstrom von T fließen können. Uemin - Uamax - UBE R = ( 4. ) IBmax Der Kollektorstrom von T wird etwas größer ( 0% ) als der maximale Basisstrom von T gewählt. 4.. Widerstand R Der Widerstand R muß noch bei kleinster Ausgangsspannung einen Strom von minimal 5 ma durch die Z-Diode ermöglichen Widerstände R3,R4,R5 Der Spannungsteiler R3,R4,R5 ist so zu wählen, daß bei der minimalem Ausgangsspannung noch ein Querstrom vom 0-fachen des Basisstromes von T fließen kann, damit sich Basisstromänderungen nicht auf das Teilerverhältnis auswirken.die Aufteilung des Gesamtwiderstandes R3,R4 und R5 richtet sich nach der Z-Diodenspannung und nach dem geforderten Einstellbereich Kondensatoren Die Berechnung der Kondensatoren C, C und C 3 wurde in Kapitel 3..3 behandelt. 6

8 5 Elektrische Eigenschaften Neben maximaler und minimaler Eingangs- und Ausgangsspannung, maximal zulässige Belastung, maximal zulässiger Umgebungstemperatur und der Temperaturdrift der Ausgangsspannung gibt es noch zwei wichtige Kennwerte, die die Stabilisierungseigenschaften eines Netzgerätes charakterisieren: 5. Stabilisierungsfak tor Der Stabilisierungsfaktor kennzeichnet das Regelverhalten der Schaltung bei Änderung der Eingangsspannung und konstant gehaltener Last. S = ( 5. ) Zum Vergleich der Eigenschaften zweier Netzgeräte besser geeignet ist der relative Stabilisierungsfaktor. Srel. = Ue / Ue ( 5. ) Ua / Ua 5. Dynamische r Innenw iderstand Ue Ua Der dynamische Innenwiderstand ri beschreibt das Verhalten des Gerätes bei Laständerungen und konstant gehaltener Eingangspannung. Ua ri = ( 5.3 ) IL 6 Versuchsvorbereit ung 6. Z-Dioden- Stabilisierung nach Bild. Ue C RV D C Ua RL Für obige Schaltung sind folgende Werte bekannt: Eingangsspannung: Ue = 5 V ± 0 % Z-Diode Typ BZX 83 C 8V : UZ = 8, V; Ptot = 0,5 W rz siehe Kennlinie Die Exemplarstreuungen der Z-Dioden-Spannung können für die Rechnung vernachlässigt werden. 7

9 Dimensionieren Sie obige Schaltung so, daß sie unter allen Extremfällen: Ue max ; RL Ue max ; RL = RLmin Ue min ; RL Ue min ; RL = RLmin einwandfrei arbeitet. Bitte berechnen Sie ( erst die Formel, dann die Werte,dann das Ergebnis!! ) : I Zmax = R V = R Lmin = r Z = C = C = S(R L ) = S rel. (R L ) = 6. Dimensionieren Sie eine Schaltung nach Bild 4. mit folgenden Bedingungen: Eingangsspannung : Ue = 5 V ± 0 % Ausgangsspannung : einstellbar zwischen 0V und 5 V Ausgangsstrom : ILmin = 0 ma ( Leerlauf ) ; ILmax = 500 ma ( Vollast ) Transistoren : T = BD 39 ; T = BC 547 B UBE = 0,7V Z-Diode : BZX 83 C 8V, UZ = 8,V Runden Sie die berechneten Werte bei Widerständen auf Werte der E-Reihe, bei Kondensatoren auf Werte der E6-Reihe. Überlegen Sie genau, ob auf- oder abzurunden ist! I Bmax = I Bmax = R = R = R ges = R 3 + R 4 + R 5 = R 3 /R ges = R 5 /R ges = R 4 /R ges = C = C = C 3 = 8

10 7. Versuchsdurchführung In der Bauteilebox zum Versuch finden Sie eine Reihe von Widerständen. Wählen Sie, ausgehend von Ihrer Versuchsvorbereitung, die entgültigen Werte für R3,R4 und R5 aus diesem Vorrat aus. Beginnen Sie mit der Auswahl des Potentiometers R4. Bauen Sie die berechnete Schaltung ohne die Kondensatoren auf. Messen Sie die Ausgangsspannung für Leerlauf und Vollast für verschiedene Eingangsspannungen. U e U a ( Leerlauf ) U a ( Vollast ) U = e min U = e nenn U = e max Berechnen Sie den Stabilisierungsfaktor S für Leerlauf und Vollast und den Innenwiderstand des Netzgerätes bei Nenneingangsspannung. S Leerlauf = S Vollast = r i = 8 Anhang: Kennlinie der Z-Diode BZX 83 C 8V Datenblätter für T: BD 39 und T: BC 547 B 9

11 60 I /ma P 500 mw I U Kennlinie der Z-Diode BZX 83 C 8V im Durchbruch U /V

12 Philips Semiconductors Product specification NPN power transistor BD39 FEATURES PINNING High current (max. 3 A) Low voltage (max. 0 V). APPLICATIONS Especially for battery equipped applications. PIN DESCRIPTION emitter collector, connected to metal part of mounting surface 3 base DESCRIPTION NPN power transistor in a TO-6; SOT3 plastic package. PNP complement: BD Top view MAM54 Fig. Simplified outline (TO-6; SOT3) and symbol. QUICK REFERENCE DATA SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN. TYP. MAX. UNIT VCBO collector-base voltage open emitter 3 V VCEO collector-emitter voltage open base 0 V ICM peak collector current 3 A Ptot total power dissipation Tmb 45 C 5 W hfe DC current gain IC = 0.5 A; VCE = V ft transition frequency IC = 50 ma; VCE = 5 V; f = 00 MHz 30 MHz LIMITING VALUES In accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 34). SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN. MAX. UNIT VCBO collector-base voltage open emitter 3 V VCEO collector-emitter voltage open base 0 V VEBO emitter-base voltage open collector 5 V IC collector current (DC) 3 A ICM peak collector current 3 A IBM peak base current A Ptot total power dissipation Tmb 45 C 5 W Tstg storage temperature C Tj junction temperature 50 C Tamb operating ambient temperature C Philips Semiconductors Product specification NPN power transistor BD39 THERMAL CHARACTERISTICS SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VALUE UNIT Rth j-a thermal resistance from junction to ambient note 00 K/W Rth j-mb thermal resistance from junction to mounting base 7 K/W Note. Refer to TO-6; SOT3 standard mounting conditions. CHARACTERISTICS Tj = 5 C unless otherwise specified. SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN. TYP. MAX. UNIT ICBO collector cut-off current IE = 0; VCB = 3 V 00 na IE = 0; VCB =3V; Tj = 50 C 0 µa IEBO emitter cut-off current IC = 0; VEB = 5 V 00 na hfe DC current gain IC = 0.5 A; VCE =V; see Fig IC =A; VCE =V; see Fig. 40 IC =5mA; VCE =0V 50 VCEsat collector-emitter saturation voltage IC = A; IB = 0. A 0.5 V VBE base-emitter voltage IC = 5 ma; VCE = 0 V 0.6 V IC =A; VCE =V. V ft transition frequency IC =50mA; VCE =5V; f=00 MHz 30 MHz IC = 0.5 A; VCE =V.6 h FE h FE DC current gain ratio of the complementary pairs MGD handbook, full pagewidth h FE I C (ma) VCE =V. Fig. DC current gain; typical values.

13 Philips Semiconductors Product specification NPN general purpose transistors BC546; BC547 FEATURES PINNING Low current (max. 00 ma) Low voltage (max. 65 V). APPLICATIONS General purpose switching and amplification. PIN DESCRIPTION emitter base 3 collector DESCRIPTION NPN transistor in a TO-9; SOT54 plastic package. PNP complements: BC556 and BC557. handbook, halfpage 3 3 MAM8 Fig. Simplified outline (TO-9; SOT54) and symbol. LIMITING VALUES In accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 34). SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN. MAX. UNIT VCBO collector-base voltage open emitter BC V BC V VCEO collector-emitter voltage open base BC V BC V VEBO emitter-base voltage open collector BC546 6 V BC547 6 V IC collector current (DC) 00 ma ICM peak collector current 00 ma IBM peak base current 00 ma Ptot total power dissipation Tamb 5 C; note 500 mw Tstg storage temperature C Tj junction temperature 50 C Tamb operating ambient temperature C Note. Transistor mounted on an FR4 printed-circuit board. Philips Semiconductors Product specification NPN general purpose transistors BC546; BC547 THERMAL CHARACTERISTICS SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VALUE UNIT Rth j-a thermal resistance from junction to ambient note 0.5 K/mW Note. Transistor mounted on an FR4 printed-circuit board. CHARACTERISTICS Tj = 5 C unless otherwise specified. SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN. TYP. MAX. UNIT ICBO collector cut-off current IE = 0; VCB = 30 V 5 na IE = 0; VCB =30V; Tj = 50 C 5 µa IEBO emitter cut-off current IC = 0; VEB = 5 V 00 na hfe DC current gain IC =0µA; VCE =5V; BC546A see Figs, 3 and 4 90 BC546B; BC547B 50 BC547C 70 DC current gain IC =ma; VCE =5V; BC546A see Figs, 3 and BC546B; BC547B BC547C BC BC VCEsat collector-emitter saturation voltage IC =0mA; IB = 0.5 ma mv IC = 00 ma; IB =5mA mv VBEsat base-emitter saturation voltage IC = 0 ma; IB = 0.5 ma; note 700 mv IC = 00 ma; IB =5mA; note 900 mv VBE base-emitter voltage IC = ma; VCE = 5 V; note mv IC =0mA; VCE =5V 770 mv Cc collector capacitance IE =ie = 0; VCB =0V; f=mhz.5 pf Ce emitter capacitance IC =ic = 0; VEB = 0.5 V; f = MHz pf ft transition frequency IC = 0mA; VCE =5V; f=00 MHz 00 MHz F noise figure IC = 00 µa; VCE =5V; 0 db RS =kω; f = khz; B = 00 Hz Notes. VBEsat decreases by about.7 mv/k with increasing temperature.. VBE decreases by about mv/k with increasing temperature.