Dielektrische Materialcharakterisierung im GHz-Bereich zur designorientierten Auswahl von HF- Substraten

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1 Dielektrische Materialcharakterisierung im GHz-Bereich zur designorientierten Auswahl von HF- Substraten Gerhard Fotheringham, Uwe Maaß, Christian Tschoban, Anne Beyreuther, Ivan Ndip, Christian Ranzinger 1

2 Motivation Querschnitt Leiterplatte 2

3 Motivation GND S GND Ausbreitungsgeschwindigkeit bei hohen Frequenzen v c ε r 3

4 Inhalt Motivation Elektrische Grundlagen Herausforderungen Nicht-metallisierte versus metallisierte Substrate Methoden der Materialanalyse Beispiele für Industrieprojekte 1. Schott 2. PLX-Glas 3. Contag 4. AFT Microwave Zusammenfassung 4

5 Elektrische Grundlagen Ausbreitungsgeschwindigkeit bei hohen Frequenzen v c ε r ε r soll klein sein klein heißt unter 4 v (Leiterplatte) 60% von c 5 ns/m Ausnahmen: Miniaturisierung (bei Antennen etwa ein Wert von 6) Eingebettete Kapazitäten! Vermeidung von Skew, z. B. bei differentiellen Leitungen ε r muss präzise bekannt sein 5

6 Elektrische Grundlagen Wellenwiderstand bei hohen Frequenzen: Zur Vermeidung von Reflexionen muss Z konstant gehalten werden. Z L C Planarantenne ε r : Resonanzfrequenz f = 2π 1 L * C 6

7 Elektrische Grundlagen Zur Berücksichtigung von Materialverlusten im Dielektrikum: ε komplex ε = ε -jε ε ' = ε0ε r Verlustfaktor = tanδ = ε '' ε ' Ersatzschaltbild eines Leitungsinkrements (Alle Größen sind mit dz zu multiplizieren.) G' f * tanδ 7

8 Elektrische Grundlagen Orientierungspolarisation Raumladungspo larisation Quelle: Prof. Ramo, Prof. Mauritz Weitere Anforderung an ε r : möglichst konstant über dem genutzten Frequenzbereich! 8

9 Herausforderungen Inhomogene Substrate, Materialverbünde Polymere, Glasgewebe, Keramikpulver, Substrateigenschaften positionsabhängig ε r oft anisotrop ε r,z ε r,xy Substratverluste oft von Leitungsverlusten schwer zu trennen, zumal wir uns für Materialien mit geringen Substratverlusten interessieren! Temperaturabhängigkeit 9

10 Herausforderungen Rauigkeit verstärkt den Skineffekt und erhöht die Leitungsdämpfung Auch die Phasengeschwindigkeit wird verringert; größeres (scheinb.) εr 1. Modell: Zusätzliche Induktivität in den Kavitäten 2. Modell: Spikes erhöhen Kapazität (Zbeobachtet sinkt) Horn, A.F.; Reynolds, J.W.; Rautio, James C., "Conductor profile effects on the propagation constant of microstrip transmission lines, 2010 IEEE MTT-S International Hall, S., at, "Multigigahertz Causal Transmission Line Modeling Methodology Using a 3-D Hemispherical Surface Roughness Approach," Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol.55, no.12, E. O. Hammerstad, Ø. Jensen, Accurate Models for Microstrip Computer Aided Design,IEEE MTT -S Int. Microwave Symp. Dig. May Y. Shlepnev, C.Nwachukwu: Practical methodology for analyzing the effect of conductor roughness on signal losses and dispersion in interconnects, DesignCon

11 Herausforderungen 11

12 Nicht-metallisierte versus metallisierte Substrate Verfahren Nicht metallisierte Substrate Kapazitätsaufnehmer, Hohlraum-Resonatoren Sonden, Quasi-Optische Bank metallisierte Substrate Auswertung von Leitungen oder Leitungs-Resonatoren Ergebnisse Prozess Werte Design Werte 12

13 Nicht-metallisierte versus metallisierte Substrate 13

14 Nicht-metallisierte versus metallisierte Substrate Verfahren Nicht metallisierte Substrate Kapazitätsaufnehmer, Hohlraum-Resonatoren Sonden, Quasi-Optische Bank metallisierte Substrate Auswertung von Leitungen oder Leitungs-Resonatoren Ergebnisse Prozess Werte Design Werte 14

15 Split-Zylinder Resonator Länge: 2*25,4 mm Durchmesser: 38,1mm Zerstörungsfreie Messung! Entspricht IPC Testnorm TM Hohlraumresonanzen Veränderung der Frequenz und Güte durch dielektrisches Material Die Unsicherheit beim ε r beträgt 2-3 %, beim Verlustwinkel etwa 0,001 15

16 Split-Zylinder Probeneinspannbereich Resonanz: TE 011 Mittiger E-Feldbauch im Probeneinspannbereich, damit das E-Feld die Probe sieht : nur TE 0np mit p ungerade auswerten! 16

17 QWED Split Post Cavity Resonator Grundresonanz bei 2,45 GHz 17

18 Kapazitätsaufnehmer Breitbandig (1MHz 1GHz) Kapazitätsbestimmung durch Messung der Impedanz 18

19 Koaxial-Sonde Breitbandige nichtresonante Methode (200 MHz 20GHz) Die Materialprobe ändert die Streukapazität am (Leerlauf-)Ende der Koaxialsonde Feste und fluide Materialien Weiter Temperaturbereich ( C) 19

20 Quasi-Optische Bank Breitbandige Freiraummessungen Frequenzbereiche 40-60GHz GHz GHz 20

21 Quasi-Optische Bank Wärmebox 21

22 1. Beispiel SCHOTT Untersuchung wichtiger Glassorten in Waferform 1.Borofloat 33 2.AF32 3.AF45 4.D263 22

23 1. Beispiel SCHOTT Glaswafer Die Kenntnis der Dicke der zu untersuchenden Wafer/Substrate und ihrer Homogenität ist sehr wichtig, denn ein Fehler von 10 µm in der Dicke bedeutet für das ε r einen Fehler von fast 0,1 - also eine Nachkommastelle! 23

24 1. Beispiel SCHOTT Messung der Materialstärken mit µm-schraube: (Fehler +-3µm) Für den auf Grund der Herstellung kritischsten Glaswafer von SCHOTT Borofloat 33 - wurden die Messwerte der µm-schraube durch Interferenzmessungen der Firma Süss MicroOptics validiert. Höhendifferenz zwischen zwei Maxima: ca. 0,15um 24

25 1. Beispiel SCHOTT Extrahierte Werte der relativen dielektrischen Konstante ε r 10 GHz 12 GHz 19 GHz 26 GHz BF AF AF Lithosil D Teflon Schwache Frequenzabhängigkeit bei der DK Auswertung mittels Agilent-Software gestützt auf: M.D. Janezic, Nondestructive Relative Permittivity and Loss Tangent Measurements Using a Split-Cylinder Resonator, Dissertation, Colorado,

26 1. Beispiel SCHOTT Extrahierte Werte des dielektrischen Verlustwinkels tan(δ) 10 GHz 12 GHz 19 GHz 26 GHz BF AF AF Lithosil <0.001 <0.001 <0.001 <0.001 D Teflon <0.001 <0.001 <0.001 <

27 1. Beispiel SCHOTT Genaues Messprotokoll für Borofloat 33 f [GHz] 12,6 19,1 26,4 35,7 ε r 4,58 4,60 4,62 4,63 tan δ 0,0063 0,0071 0,0088 0,

28 1. Beispiel SCHOTT Vergleich: IZM Uni Erlangen ε r 10 GHz 12 GHz 19 GHz 26 GHz BF AF AF Lithosil D Teflon tan δ 10 GHz 12 GHz 19 GHz 26 GHz BF AF AF Lithosil <0.001 <0.001 <0.001 <0.001 D Teflon <0.001 <0.001 <0.001 <

29 1. Beispiel SCHOTT Vergleich mit PTB (AF 45) IZM Werte IZM Werte Arz, U.; Leinhos, J.;, "Broadband Permittivity Extraction from On-Wafer Scattering-Parameter Measurements," Signal Propagation on Interconnects, SPI th IEEE Workshop on, vol., no., pp.1-4, May

30 2. Beispiel PLX-Glas PLX-Glas: Eisenarm geschmolzenes Kalk-Natrium-Glas für Beschichtungen, Abdeckglas für Solarzellen (es kommt nur auf Transmission an) Plattenkondensator -Messung 30

31 Vier Hauptgruppen von HF-Substraten 31

32 3. Beispiel CONTAG Leiterplattenmaterialien: Vergleich FR4 mit Rogers-Materialien Materialverbünde: RO3003: PTFE mit Keramik RO4003: Polymerharz Keramik Glasgewebe 32

33 3. Beispiel CONTAG Ergebnisse Material ε r Messung bei GHz Vergleichswert für Prozesse aus Spezifikation 10GHz RO ± 0.04 RO4003C ± 0.05 FR GHz Material tanδ Messung bei GHz Vergleichswert aus Spezifikation 10GHz RO RO4003C FR GHz Zur Validierung der Ergebnisse Messungen bei 9,92GHz & bei 19,44GHz durchgeführt 33

34 3. Beispiel CONTAG ε r 9,92 GHz 12,89 GHz 19,44 GHz ,02 3,08 3, Probe 2 3, C 3,58 3,64 3,61 FR4 4,54 4,48 tanδ 9,92 GHz 12,89 GHz 19,44 GHz , , , Probe 2 0, C 0, , ,00326 FR4 0,0149 0,

35 3. Beispiel CONTAG Verfahren Nicht metallisierte Substrate Kapazitätsaufnehmer, Hohlraum-Resonatoren Sonden, Quasi-Optische Bank metallisierte Substrate Auswertung von Leitungen oder Leitungs-Resonatoren Ergebnisse Prozess Werte Design Werte 35

36 3. Beispiel CONTAG Überblick über die Verfahren Quelle: Bertin Dondjio Untersuchungen von planaren Resonatorstrukturen zur Bestimmung der komplexen Permittivität von Substratmaterialien für Mikrowellenanwendungen, Diplomarbeit, Berlin, 2010 Betreuer: Ivan Ndip, Robert Erxleben Prinzip: Leitungsstrukturen besitzen festgelegte Längen führt zur stehenden Wellen / Resonanzen bei diskreten Frequenzen Resonanzfrequenzen abhängig von Wellenlänge des Substratmaterials ε r Resonanzbandbreite hängt direkt vom Verlustfaktor des Material ab 36

37 3. Beispiel CONTAG Beispiel Rogers 4003C Leitung single gap coupled 12,5 GHz Aus Layout in ANSYS HFSS importiert Kupferdicke laut Schliffbild etwa 16µm Substratdicke gemessen von uns gemessen, 221 µm 37

38 3. Beispiel CONTAG Eingrenzung von tanδ durch Intervallschachtelung Y S 21 [db] XY Plot 1 Leitung single gap_coupled 12.5GHz Leitung single gap_coupled 12.5GHz Curve Info xdb10beamwidth(3) db(s(1,2)) Setup1 : Sweep $tand='0.007' db(s(1,2)) Setup1 : Sweep $tand='0.0075' db(s(1,2)) Setup1 : Sweep $tand='0.008' db(s(1,2)) Setup1 : Sweep $tand='0.009' db(s(1,2))_1 Import_1_5_11 : Rogers GHz TML end coupled ANSOFT ANSOFT Freq [GHz] f [GHz] ε r = 3,715 (Lage der Resonanz) Frage: Wird die Gesamtresonanz korrekt durch die Simulation wiedergegeben?! 38

39 3. Beispiel CONTAG Ergebnisse Material ε r Messung bei 12,2 GHz Vergleichswert Split-Zylinder 12,9 GHz RO4003C 3,71 3,64 Material tanδ Messung bei 12.2 GHz Vergleichswert Split-Zylinder 12,9 GHz RO4003C 0,0075 0,0030 Ergebnisse Design Werte Werte beinhalten alle Prozessschritte einschl. Oberflächenrauigkeit können auch von der Struktur (z. B. koplanar oder Mikrostreifen) abhängen Cu-Dicke = 16 µm Substratdicke von uns gemessen, 221 µm 3D Modell aus den Feldsimulator HFSS 39

40 4. Beispiel AFT Microwave Aluminiumoxid-Keramik 40

41 Überblick Materialcharakterisierung IZM 41

42 Zusammenfassung: Ein ideales Basismaterial verfügt über diese Eigenschaften: In weitem Frequenz- und Temperaturbereich bekannte Dielektrizitätskonstante Dk, Möglich konstant über Frequenz, Niedriger Verlustfaktor tanδ, Hohe thermische Performance (ausreichend hohe Glasübergangstemperatur Tg, thermische Beständigkeit, Zersetzungstemperatur und Dimensionsstabilität CTEz), Geringe Feuchtigkeitsaufnahme, CAF-Beständigkeit, Problemlos und mit Standard-FR4-Parameter kompatibel prozessierbar (mechanische Bearbeitung, Metallisierung der Hülsen,UV-Blocker- und AOI- kompatibel), Geringe Kosten 42

43 Ich hoffe auf gute Gespräche. Es muss nicht über Materialcharakterisierung sein. 43