EMV auf Leiterplatten

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1 Interdisziplinäres Laborpraktikum Master ET Versuch 709 EMV auf Leiterplatten Institut für Messtechnik E-6 Technische Universität Hamburg-Harburg, 2008 Stand: , T. Dyballa

2 Inhalt 1 Einleitung Übersicht Leiterplattendesign mit CAD-Software Erzeugung, Übertragung und Einkopplung von Störungen Übersicht Galvanische Kopplung Kapazitive Kopplung Induktive Kopplung Kopplung durch elektromagnetische Strahlung EMV-Probleme auf Leiterplatten und Gegenmaßnahmen Impedanzkopplung Crosstalk Reflexionen auf Leitungen Schirmung und Filterung Abblockkondensatoren ESD-Festigkeit Ein- und Abstrahlung Oszillatoren, hochfrequente Signale Versuchsdurchführung, Versuchsanordnungen, Schaltpläne Übersicht Versuchsanordnungen Transferimpedanz Abstrahlungen von Platinen Übersprechen Galvanische Kopplung Leiterschleifen ESD Literatur Anhang

3 1 Einleitung 1.1 Übersicht Ein Problem in der Elektrotechnik mit wachsender Bedeutung ist die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV, engl. EMC). Die vermehrte Verwendung elektrischer und elektronischer Bauteile und Baugruppen zur Steuerung und Regelung von Prozessen, zur Informationsübertragung, zur Energieübertragung, zur Automation und zur Datenverarbeitung bewirkt die Notwendigkeit, die Funktionstüchtigkeit der Bauteile und Baugruppen in ihrer elektromagnetischen Umgebung zu sichern. Diese Aufgabe wird durch die ständige Erhöhung der Packungsdichte, der zu schaltenden Leistungen und der verwendeten Frequenzen zunehmend schwieriger. Von großer Bedeutung ist deshalb die frühzeitige Beachtung der Probleme der EMV bei der Entwicklung und Konstruktion von Geräten. Beeinflussungen machen sich besonders in der Elektronik immer deutlicher bemerkbar durch die Verwendung neuer Technologien mit immer kleineren Bauteilen und verstärkter Verwendung von integrierten Schaltkreisen. Dies hat zur Folge, daß die Komponenten auf engerem Raum plaziert und Leitungen enger aneinander verlegt werden, so daß die Wahrscheinlichkeit für gegenseitige Störbeeinflussungen steigt. Im allgemeinen wird die EMV als die Fähigkeit einer elektrischen Einrichtung bezeichnet, in ihrer elektromagnetischen Umgebung zufriedenstellend zu funktionieren, ohne ihre Umgebung, zu der auch andere Einrichtungen gehören, unzulässig zu beeinflussen [1]. Man unterscheidet hier zwischen Störungen, die in das Gerät bzw. die Schaltung einstrahlen und Störungen, die vom Gerät bzw. der Baugruppe abgestrahlt werden. Diese Störfestigkeit zu sichern, wird in Zukunft verstärkt die Aufgabe von Entwicklern, Designern und Konstrukteuren sein. Ein hohes Niveau läßt sich dabei nur durch systematische Planung und konsequente Einhaltung der Vorschriften und Regeln erreichen, die sich aus den EMV-Problemen ergeben. Im wesentlichen muß dies in der Entwurfsphase geschehen, um später erhöhte Kosten durch Nachbereitung und Redesign zu verhindern. Hierzu ist die genaue Kenntnis der Störmechanismen und der Maßnahmen zu ihrer Verhinderung nötig. EMV-Ingenieure werden also nicht nur zur Lösung praktischer Probleme benötigt und eingesetzt, vielmehr verlangt die Vielzahl der Probleme und der entsprechenden Vorschriften ein gutes EMV- Management sowie eine ständige Weiterentwicklung der Produkte unter den Aspekten der EMV. Ziel dieses Praktikumsversuches ist es, die Problematik der EMV auf Leiterplatten den Studierenden näher zu bringen, die verschiedenen Störmechanismen im Beispiel zu zeigen und die Wirkung von Gegenmaßnahmen zu verdeutlichen. An mehreren Versuchsplatinen lassen sich bekannte Phänomene nachvollziehen und die Notwendigkeit eines EMV-gerechten Platinenlayouts zeigen. In Verbindung damit soll diese Praktikumsvorbereitung als Einführung in die Problematik der EMV auf Leiterplatten dienen, die sowohl allgemeine Aspekte wie auch die speziellen Probleme bei der Herstellung von Platinen betrachtet und somit einen Einstieg in das Themengebiet ermöglicht. Die folgenden Abschnitte behandeln zunächst die allgemeinen Sachverhalte der elektromagnetischen Verträglichkeit und später Probleme speziell unter dem Aspekt der EMV auf Leiterplatten. Eine gründliche Vorbereitung des Versuches anhand dieser Dokumentation ist unerläßlich. Der Inhalt der Kapitel 2 bis 4 ist Gegenstand des Kolloquiums vor der Durchführung des Versuches. 1.2 Leiterplattendesign mit CAD-Software Alle Platinen wurden mit einem CAD-Programmpaket erstellt. Dieses bietet in zwei Komponenten diverse Tools zur Zeichnung von Schaltplänen und zur Entwicklung von Platinenlayouts für Single-Layer-Platinen bis hin zu Multi-Layer-Platinen. Das Programm ermöglicht die Zeichnung von Schaltplänen und beinhaltet mehrere Bibliotheken mit Symbolen und Informationen zu elektronischen Bauteilen. Zusätzlich können auch Bibliotheken mit eigenen Komponenten erzeugt werden. Desweiteren erstellt das Programm die zum Platinen-Layout notwendigen Listen mit den Verbindungen zwischen den Anschlüssen der verschiedenen Bauelemente, die sogenannten Netlists. Der zweite Teil des Programmpaketes dient der Übertragung des Schaltplanes in ein fertiges Platinenlayout. Dies geschieht überwiegend automatisch bis hin zur Erstellung der Gerberdateien, die zur maschinellen Fertigung der Platinen nötig sind. Bei der automatischen Verlegung der Leiterbahnen durch das Programm entstehen häufig Designs, die zu EMV-Problemen führen. Um diese Fehlerquelle zu umgehen besteht die Möglichkeit, die Leitungen auf der Platine auch von Hand zu zeichnen

4 Der effektive Einsatz dieser Software setzt eine entsprechende Einarbeitungszeit in das Programm voraus. Trotz weitgehender Automatisierung der Erstellung des Layouts sind gute Kenntnisse der allgemeinen Grundsätze beim Entwickeln von elektronischen Schaltungen, besonders der Grundlagen der EMV auf Leiterplatten notwendig. Außerdem sollten die Eigenschaften der verwendeten Bauteile sowie das Einsatzgebiet der Schaltung bekannt sein. Eine kritische Kontrolle der vom Programm gelieferten Ergebnisse ist nicht nur sinnvoll, sondern zwingend notwendig. CAD-Software kann also nur ein Werkzeug zum erleichterten Platinendesign sein. Grundvoraussetzung für eine erfolgreiche Anwendung solcher Programme ist weiterhin eine gründliche Vorbereitung des Platinenentwurfs durch den Ingenieur [5] [6]

5 2 Erzeugung, Übertragung und Einkopplung von Störungen 2.1 Übersicht Ursprung von Störungen in der Elektrotechnik sind sowohl natürliche, als auch künstliche Quellen. Die natürlichen Quellen sind atmosphärische Störungen, wie Blitzentladungen, statische Aufladungen und Störungen durch Sonneninterferenzen sowie die kosmische Strahlung. Diese Störungen werden im folgenden nicht näher behandelt. Die künstlichen Quellen (man-made-noise) spielen in der Elektrotechnik eine weit größere Rolle. Sie sind vom Menschen geschaffene Störquellen wie Rundfunk, Radar, Zündsysteme, elektrische Maschinen und Energieübertragungsanlagen [1] [3]. Bild 1: Störungen natürlicher und vom Menschen geschaffener Störquellen [9] Jedes elektrische Gerät stellt eine Störsenke für die von den Störquellen ausgehenden Signale dar. Liegt die Höhe der Störenergie in der Größenordnung der Nutzsignalenergie, kann dies zum Fehlverhalten der Anlage führen [1]. Die Auswirkung der Störung wird außerdem durch die Art des Koppelmechanismus bestimmt. Der prinzipielle Mechanismus läßt sich wie folgt darstellen. Bild 2: Prinzipieller Mechanismus der Überkopplung von Störungen Das Störsignal kann duch verschiedene physikalische Größen gegeben sein, zum Beispiel durch einen Strom, eine Spannung oder elektromagnetische Felder. Man unterscheidet zwischen transienten und periodischen Störungen. Die Wirkung der Signale ist im wesentlichen durch die Amplitude und die Frequenz bei periodischen sowie die Anstiegszeit, die Abklingzeit, die Amplitude und den Energieinhalt bei transienten Signalen bestimmt

6 Auch bei der Kopplung unterscheidet man verschiedene Koppelarten - die galvanische Kopplung (auch Impedanzkopplung) - die kapazitive Kopplung - die induktive Kopplung (auch magnetische Kopplung) - die Kopplung über das elektromagnetische Strahlungsfeld (Fernfeld) Aus den Eigenschaften dieser Mechanismen ergeben sich dann die entsprechenden Maßnahmen zur Verringerung der Störbeeinflussung. Bild 3: Maßnahmen zur Verringerung der Störbeeinflussungen Die verschiedenen Koppelarten sollen im folgenden betrachtet werden. 2.2 Galvanische Kopplung Fließen die Ströme zweier Stromkreise über eine gemeinsame Impedanz, spricht man von der galvanischen Kopplung bzw. der Impedanzkopplung. Die Ströme verursachen jeweils einen Spannungsabfall an der Koppelimpedanz, der sich störend auswirken kann. Diese gemeinsame Impedanz ist oft ein gemeinsamer Bezugsleiter, ein gemeinsamer Hinleiter oder auf Platinen die gemeinsam genutzte Masse verschiedener Stromkreise. Sie kann sowohl ein ohmscher, als auch ein induktiver oder kapazitiver Widerstand sein. Dieser Widerstand ist stark frequenzabhängig. Bei ohmschen Impedanzen steigt der Widerstand mit steigender Frequenz durch den Skineffekt. Die koppelnde Wirkung von Induktivitäten verstärkt sich ebenfalls mit steigender Frequenz, die von idealen Kapazitäten hingegen sinkt. Bild 4: Beispiel einer galvanischen Kopplung Beispiel 1 Die Bauteile auf einer Platine sind wie in Bild 4 gezeigt, angeordnet. Sender und Empfänger sind über Signalleitungen miteinander verbunden. Außerdem nutzen alle Bauteile den gleichen Bezugsleiter. Die - 5 -

7 Induktivität des Bezugsleiters beträgt 260nH. S1 schaltet einen Strom von 20mA in 10ns. Der daraus resultierende Spannungsabfall am Bezugsleiter berechnet sich näherungsweise U B = L di/dt = L i/ t U B = H 0,02A / 10-8 s = 0,52V. [3] Beispiel 2 Typische PCB-Leitungen haben im allgemeinen eine Induktivität von 1µH/m. Das Schalten eines Laststromes führt zu einem Stromanstieg von 600mA in 0,1µs in der Leitung zur Last. Die Leitungslänge beträgt 1m. Der induktive Spannungsabfall an der Leitung berechnet sich U = L di/dt = L i/ t U = 1m 1µH/m 600mA/0,1µs = 6V. [3] Um die gavanische Kopplung von Stromkreisen zu verhindern, führt man eine konsequente Potentialtrennung durch. Hierfür existieren verschiedene Strategien. Die Potentialtrennung läßt sich durch Relais, Transformatoren oder Optokoppler erreichen [3]. Weiterhin ist auch eine galvanische Entkopplung durch Verwendung getrennter Leitungen und die Verbindung zweier Maschen in nur einem Punkt, dem Sternpunkt, möglich. Läßt sich ein sternförmiges Bezugsleitersystem nicht anwenden, kann die Impedanzkopplung durch eine impedanzarme Ausführung der gemeinsamen Leiter verringert werden, das heißt möglichst große Querschnitte zur Verringerung des ohmschen Widerstandes sowie kurze Leitungslängen zur Verringerung der Leitungsinduktivität. Dazu werden Bezugsleiter flächig oder vermascht ausgeführt. Diese Entkopplungsmaßnahmen lassen trotzdem noch induktive und kapazitive Restkopplungen zu, die wiederum Störungen bewirken können. Beispiel 3 Die Induktivität pro Längeneinheit L' ist etwa dem Kehrwert der Länge der kürzesten magnetischen Feldlinie proportional. Aus diesem Grund ist die breite, dünne Folie die geeignetere Leiterform, denn deren Impedanz pro Längeneinheit Z' ist kleiner und damit eine mögliche Kopplung geringer. Leitung 1 Leitung 2 Bild 5: Stromdurchflossener Leiter mit dem durch den Strom verursachten Magnetfeld In diesem Fall gilt: L' 1 > L' 2 Z' Leitung1 > Z' Leitung2 [3]. Zur Berechnung der Induktivitäten von flachen Leitern mit rechteckigem Querschnitt existieren verschiedene Handformeln: i) L l [ ln( l/(w+t) ) + 1, ,2235 ( (w+t)/l) ] [µh] [18] ii) L 2 l ln( 2 l /(w + t) +0,75) [nh] [19] iii) L l [nh] w >> t [19] w: Breite, t: Dicke, l: Länge in cm 2.3 Kapazitive Kopplung Wird eine Kopplung durch ein elektrisches Feld verursacht, spricht man von einer kapazitiven Kopplung. In diesem Fall sind zwei Stromkreise über ihre abgestrahlten elektrischen Felder miteinander verkoppelt. Diese Kopplungen lassen sich durch Ersatzkapazitäten beschreiben

8 1 3 C 13 C Z L Z i C 23 U 0 C 24 Leitung1 Leitung2 Bild 6: Schematische Darstellung der kapazitiven Kopplungen eines Vier-Leiter-Systems Im einfachsten Fall liegen beide Rückleiter auf gleichem Potential und die Kopplung läßt sich allein durch eine Kapazität charakterisieren. Z i C I stör Z L U 0 I stör Leitung 1 Leitung 2 Bild 7: Kapazitive Kopplung im einfachsten Fall (Rückleiter auf gleichem Potential) Der Störstrom I stör berechnet sich I stör = U 0 / (Z i + Z L + 1/ jωc) und daraus die Störspannung am Lastwiderstand U stör = I stör Z L. Um diese Art der Kopplung zu vermeiden muß erreicht werden, daß die Koppelkapazitäten möglichst klein sind, d.h.: - keine parallel geführten Leitungen - möglichst große räumliche Entfernung der Leitungen - möglichst kurze Leitungen - niederohmige Ausführung des störbaren Systems - Störspannung möglichst niederfrequent - Symmetrierung der Koppelkapazitäten nach der Bedingung C 13 : C 23 = C 14 : C 24 durch einen entsprechenden Aufbau der Leitungen - Abschirmung der Leitungen voneinander. Der letzte Punkt soll noch näher erläutert werden. Zur Schirmung werden Schirmflächen bzw. Schirmleitungen verwendet, die auf dem Bezugsleiterpotential der Störqelle oder -senke liegen. Damit erreicht man eine Abschwächung der elektrischen Feldstärke zwischen den gekoppelten Leitern. Im Idealfall wird diese null. Um eine gute Schirmwirkung zu erreichen, muß dafür gesorgt werden, daß die entstehenden Schirmströme gut abfließen können, d.h niederohmiges Schirmmaterial, gute Verbindung mit dem Bezugsleiter [3]

9 2.4 Induktive Kopplung Sind zwei Leiterschleifen über den magnetischen Fluß verkoppelt, spricht man von der induktiven Kopplung. I 1 Φ 12 Z 1 Z 2 U 1 U Bild 8: Induktive Kopplung zweier paralleler Leiterschleifen Der in Leiterschleife 1 fließende, zeitlich veränderliche Strom I 1 ist mit einem zeitlich veränderlichen Magnetfeld verbunden. Dieses wiederum verursacht den Fluß Φ 12, der die Leiterschleife 2 durchsetzt. Die Kopplung über den Fluß läßt sich durch eine Gegeninduktivität M beschreiben. Nach dem Induktionsgesetz berechnet sich die in der Leiterschleife 2 induzierte Störspannung u stör = - M di/dt = - dφ/dt. Daraus ergibt sich folgendes Ersatzschaltbild: I 1 Z 1 M Z 2 U 1 U 2 U stör Bild 9: Ersatzschaltbild der induktiven Kopplung Ähnlich wie im Falle der kapazitiven Kopplung kann die Kopplung über das Magnetfeld durch die Abschwächung der Gegeninduktivität M verringert werden. Dies läßt sich am einfachsten durch die Vergrößerung des Abstandes zwischen den Schleifen erreichen. Desweiteren müssen die Schleifenflächen so klein wie möglich sein. Dazu werden Hin- und Rückleiter möglichst nah beieinander verlegt bzw. die Leitungen verkürzt. Durch Verdrillen der Hin- und Rückleiter entstehen mehrere, kleinere Leiterschleifen, so daß sich auf Erregerseite die Richtung des Flusses über die Länge der Leitung ständig ändert und so der resultierende Fluß gering bleibt und in der gestörten Leitung in den Leiterschleifen Spannungen mit wechselndem Vorzeichen induziert werden, die sich im Idealfall zu null addieren. Weitere Maßnahmen sind die Verringerung der Amplitude und Steilheit des Störstromes, Verlegung der Kabel über einer Massefläche, Vermeidung parallel verlegter Leitungen und symmetrische Anordnung der Leitungen [3] [4] [14]. Beispiel 1 (Bild 10) Durch den Strom auf einer Versorgungsleitung, die in unmittelbarer Nähe einer passiven Leiterschleife verlegt ist, wird in diese Schleife eine Störspannung induziert, die wiederum am Lastwiderstand einen Spannungsabfall U L bewirkt

10 H stör 1 I stör r 2 R U L R L Φ 12 a U stör b Bild 10: Spannungsinduktion in einer Leiterschleife durch das Magnetfeld eines Störstromes Die Gegeninduktivität berechnet sich M = Φ 12 / I stör mit Φ 12 = B 1 da und B 1 = µ I stör / (2πr) M = µ b (ln((r+a) / r)) / (2 π) u L = u stör R L /(R L +R) und u L = - M di stör /dt R L /(R L +R) U L = - jωm I stör R L /(R L +R) Mit r = 1cm, a = 4cm, b = 5cm, I stör = 30mA, R L = 50Ω, R = 2Ω, ω = 100 MHz, µ = µ 0 folgt U L = 292mV. 2.5 Kopplung durch elektromagnetische Strahlung Die bisher behandelten Kopplungsarten setzen immer voraus, daß die Abmessungen der Schaltungen elektrisch klein gegenüber der Wellenlänge der Signale sind. Deshalb kann man dort auch das Prinzip der Gleichzeitigkeit von Ursache und Wirkung anwenden. Werden die Abmessungen größer, so daß sie in den Bereich der Wellenlänge geraten, müssen alle Vorgänge wellentheoretisch betrachtet werden. Eine Unterscheidung zwischen kapazitiver Kopplung und induktiver Kopplung (Nahfeld) ist nicht mehr möglich.die Eigenschaften des einkoppelnden Feldes werden hierbei durch den Feldwellenwiderstand beschrieben. Das Hochimpedanzfeld entsteht durch Abstrahlung einer vorwiegend elektrischen Feldquelle, wie einem Hertzschen Dipol. Magnetische Feldquellen hingegen erzeugen ein Niederimpedanzfeld. Wellenimpedanzen Hochimpedanzfeld: Γ W = Γ λ/2πr (Nahfeld, kapazitive Kopplung) Niederimpedanzfeld: Γ W = Γ 2πr/λ (Nahfeld, induktive Kopplung) Fernfeld Γ W = Γ wobei Γ = µ/ε ist und Γ 0 = µ 0 /ε 0 =377Ω der Wellenwiderstand im Vakuum im Fernfeld [3]. Im folgenden Bild wird die Frequenz- und Ortsabhängigkeit der Wellenimpedanzen deutlich

11 Bild 10: Verlauf des Feldwellenwiderstandes [3] Der Übergang vom Nah- zum Fernfeld erfolgt nicht abrupt, sondern durch die im Bild 10 dargestellte Angleichung des Feldwellenwiderstandes der Nahfelder an die Fernfeldimpedanz. 3 EMV-Probleme auf Leiterplatten und Gegenmaßnahmen Die im vorhergehenden Abschnitt beschriebenen allgemeinen EMV-Probleme lassen sich auf Probleme beim Design von Leiterplatten übertragen. Auf Grund der hohen Packungsdichte vieler Platinen können an ihnen weitere störende Phänomene beobachtet werden. Fehlfunktionen von Schaltungen beruhen oft auf einem nicht EMV-gerechten Layout. Dies führt in der Produktion oft zu erhöhten Kosten, da die Platinen nachgearbeitet bzw. neu erstellt werden müssen. Ein entsprechender Mehraufwand beim Entwurf, bei dem auch die Regeln der EMV beachtet werden, kann somit Entwicklungs- und Produktionskosten sparen, sowie die Störfestigkeit des Produktes verbessern. Dabei ist jedoch stets darauf zu achten, daß auch die Funktion der Schaltung selbst erhalten bleibt und Aufwand und Nutzen der EMV-Schutzmaßnahmen in einem guten Verhältnis zueinander stehen. Es gilt bei der Platinen-Entwicklung den bestmöglichen Kompromis zu finden. Dieser Abschnitt soll sich mit den EMV-Problemen auf Leiterplatten und deren Abschwächung bzw. Beseitigung beschäftigen. Im folgenden seinen einige Punkte bzw. Phänomene aufgezählt, die beim Platinendesign beachtet werden müssen. - galvanische Kopplung (Impedanzkopplung) - Feldkopplungen - Übersprechen (Crosstalk) - Ein- und Abstrahlung - Reflexionen - Abblockkapazitäten - ESD-Festigkeit - Einkopplung über die Zuleitungen - Filterung von Ein- und Ausgängen - Schirmung Einige dieser Punkte sind direkt mit der Plazierung der Bauteile und Leitungen auf den Platinen verbunden, andere wiederum von der Art der Bauteile abhängig, und einige Punkte werden allein durch das Grundkonzept der Schaltung bestimmt. Daraus ergeben sich nun Regeln und Grundsätze, die beim Leiterplattendesign beachtet werden sollten

12 3.1 Impedanzkopplung Wie in Abschnitt 2.2 schon beschrieben, tritt die Impedanzkopplung bei Stromkreisen mit gemeinsamen Leitern bzw. Impedanzen auf. Auf Platinen sind dies meist gemeinsame Masse- und Versorgungsleitungen. Digitale Schaltungen sind oft weniger anfällig für Störungen durch Impedanzkopplung. Probleme entstehen jedoch in analogen Schaltungen. Häufig zeigt sich die Kopplung dadurch, daß Massepotentiale von Signalquellen und -senken verschieden sind. Unter diesen Voraussetzungen ist eine Nutzung der Masse als Bezugspotential nur bedingt möglich. Störungen auf der Masseleitung können von anderen Bauteilen der Schaltung selbst oder von Netzstörungen außerhalb herrühren. Außerdem besteht die Gefahr, daß in Masseschleifen Störungen feldmäßig einkoppeln und diese somit an allen Bauteilen anliegen. [4] Die Reduzierung der Impedanzkopplung läßt sich erreichen durch: - geringere Ströme und Stromanstiegszeiten in gemeinsamen Leitungen (Impedanzen) - Trennung der Power- und Groundleitungen (Versorgungs- und Masseleitungen) von Digital- und Analogschaltungen - Verringerung der gemeinsamen Impedanzen durch flächige oder vermaschte Leiter Bild 11: Verschiedene Ausführungen gemeinsam genutzter Leiter - Sternmasse (alle Masseleitungen treffen sich in einem gemeinsamen Punkt) Power IC1 IC2 IC3 ICn GND Bild 12: Sternförmige Anordnung der Masseleitungen mehrerer ICs [4] Oft wird nur von der Kopplung über gemeinsame Masseleitungen gesprochen, jedoch sind diese Koppeleffekte auch bei gemeinsamen Spannungszuführungen zu beobachten. 3.2 Crosstalk Parallel verlaufende stromführende Leitungen auf Platinen sind miteinander über das elektrische und das magnetische Feld verkoppelt. Das Zusammenwirken dieser Effekte nennt man Übersprechen bzw. Crosstalk. Beim Crosstalk unterscheidet man die Nahkopplung am Leitungsanfang und die Fernkopplung am Leitungsende. Es soll nur erwähnt werden, daß die Kopplung über das Magnetfeld am Leitungsanfang und Leitungsende gegenphasige Koppelspannungen bewirkt. Die durch die kapazitive Kopplung entstehenden Siganale sind gleichphasig. Daraus ergeben sich verschiedene Spannungen am Anfang und am Ende der Leitungen

13 V 1 C R2 A B R3 A B R4 C [8] C Bild 13: Nahkopplung und Fernkopplung zwischen parallelen Leitungen H E Nahkopplung Fernkopplung V 1 R2 GND R3 R4 Bild 14: Kopplungen zwischen zwei parallelen Leitungen über Ground Die Kopplungen lassen sich wie folgt beschreiben: kapazitiv induktiv C 12 M 12 R3 V 1 C 10 R 2 R 3 C 20 R 4 V 1 L 1 L 2 R 2 R 4 Bild 15: Ersatzschaltungen der Phänomene des Übersprechens zwischen Leitungen [8] Ein typischer Wert für den Koppelkapazitätsbelag C' 12 auf Platinen ist C' 12 = 100pF/m. Beide Schaltbilder machen deutlich, daß die Kopplung abhängig ist von der Kapazität C 12 bzw. der Gegeninduktivität M 12. Eine Verringerung des Übersprechens erhält man also durch Veränderung dieser beiden Größen. M 12 und C 12 sind abhängig vom räumlichen Abstand der beiden Leitungen. - Die Intensität des Übersprechens verhält sich umgekehrt proportional zum räumlichen Abstand der beiden Leitungen, d.h. eine räumliche Trennung vermindert das Übersprechen. - Eine geschlossene Ground Plane (Massefläche) auf der Gegenseite der gekoppelten Leitungen kann das Übersprechen um die Hälfte reduzieren (Reduzierung der induktiven Kopplung). - Die besten Ergebnisse erzielt man durch Schirmung. Dazu werden Schirmleitungen, die mit Masse verbunden sind, zwischen den gekoppelten Leitungen plaziert

14 track ungrounded strip-line micro-strip shielded lines ground plane Bild 16: mögliche Schirmmaßnahmen gegen Übersprechen auf Platinen [7] Bild 17: Koppelkapazität und -induktivität paralleler Leiterbahnen ( Länge 20 cm) als Funktion ihres Abstandes zueinander [19] Zu erwähnen sei noch die Abhängigkeit der Intensität des Übersprechens von der Dielektrizitätskonstante und der Dicke des verwendeten PCB-Materials. So ist zum Beispiel die Koppelkapazität C 12 direkt von den beiden Größen abhängig, wie man sich an den folgenden Abbildungen verdeutlichen kann. strip-line dielektrisches Material dielektrisches Material microstrip GND Bild 18: Auswirkung des dielektrischen Materials auf das Übersprechens [20] 3.3 Reflexionen auf Leitungen Besonders in Digitalschaltungen können Reflexionen zu Störungen führen. Die sogenannten Ghost-Bits verfälschen Informationen oder takten Schaltungen falsch. Ghost-Bits sind Bits, die durch Reflexionen hervorgerufen werden, d.h. in das ursprüngliche Signal eingefügte Fehlerbits. Reflexionen entstehen durch Impedanzsprünge, die durch Fehlanpassung bzw. die tatsächliche Verlegung der Leiterbahnen verursacht werden. Ist eine Leitung auf der Platine nicht angepaßt abgeschlossen, können Reflexionen das Nutzsignal erheblich stören. Anpassung wird nötig, wenn die Länge der Leitung in die Größenordnung der Wellenlänge gerät, also bei Signalen mit hohen Frequenzen, wie Takt- und Clock-Signalen. Diese Leitungen sind nicht mehr elektrisch kurz. Um Reflexionen zu verhindern, wird die Leitungslänge begrenzt. Bei Überschreitung einer maximalen Leitungslänge muß die Leitung angepaßt werden. Diese maximale Länge ist abhängig von der Anstiegszeit bzw. der Frequenz des Signals, der Art des Aufbaus der Leitung ( strip-line oder microstrip) und der Laufzeitkonstante τ der Leitung

15 Daraus ergibt sich folgende Handformel für die maximale Leitungslänge. L max = 15,25 / τ [cm] mit τ = 1,107 0,475ε r + 0,65 für microstrip-platinen und τ = ε r für stripline-platinen ε r ist hier die Dielektrizitätskonstante des Platinenmaterials bei der Signalfrequenz, z.b für FR4 beträgt ε r = 4,4 [17] [20]. Die typische Impedanz einer schmalen Leitung auf Single- und Double-Side-Layern-Platinen liegt zwischen 110 und 135 Ohm. Wird eine solche Platine in einem 50-Ω-System eingesetzt, kann es auf Grund der Fehlanpassung zu Störungen kommen [20]. Jeder Winkel in einem Track stellt in Abhängigkeit der Signalfrequenz einen Impedanzsprung dar. Mit steigender Frequenz steigt auch die Intensität der Reflexion. Die Verlegung der Leiterbahnen im rechten Winkel wird somit problematisch. Bestmögliche Ergebnisse erreicht man bei bogenförmiger Leitungsführung. Da diese jedoch beim Design und bei der Produktion zu Problemen führt, nähert man den Bogen durch mehrere Winkel von 45 an. schlecht sehr gut guter Kompromiß Bild 19: Mögliche PCB-Leitungsführungen 3.4 Schirmung und Filterung Durch die, über die Zuleitungen eingekoppelten unerwünschten Signale können verschiedene Störungen verursacht werden. Es gilt also, diese Signale so gering wie möglich zu halten. Eine Möglichkeit dafür ist die Filterung der Versorgungs- bzw. Signalleitungen. Spezielle Filter können direkt auf der Platine plaziert werden. Sie müssen jedoch sehr sorgfältig ausgewählt werden, da mit dem Störsignal immer auch gleichzeitig das Nutzsignal im Frequenzbereich des Filters gedämpft wird. Für einfache Anwendungen existieren fertige Filter in integrierter Form. Diese müssen nur entsprechend der zu filternden Frequenzen ausgewählt werden (siehe dazu auch Abschnitt 4). In Spezialfällen kann es aber auch erforderlich werden, Filter aus diskreten Bauelementen zu entwerfen. Dies geschieht nach entsprechenden Algorithmen zur Filterauslegung. Im allgemeinen bestehen die Filter aus verschiedenen Kombinationen von Hoch-, Tief- und Bandpässen. Bild 20: Übersicht aus einem Elektronik-Katalog, Standardfilter werden nach den zu filternden Frequenzen ausgewählt. Frequenz (MHz) Im Versuchsteil Einstrahlung in Leiterschleifen (Abschnitt 4.2.7) sollen Störungen mit einer Frequenz von 100 MHz möglichst klein gehalten werden. Hierfür wurde das Filter BC 271K gewählt (db) [21] Eine weitere Möglichkeit der Verhinderung der Einkopplung von Störsignalen über die Zuleitungen ist die Leitungsschirmung. Hierzu wird eine Leitung mit einem leitenden Mantel (Schirm) versehen. Dieser Schirm soll verhindern, daß durch äußere Felder Störspannungen in die Adern der Leitung induziert werden. Idealerweise müßte der Schirm ein Rohr sein. Dies läßt sich jedoch

16 technisch nur schwer verwirklichen. Aus Kostengründen und auf Grund der einfacheren Verarbeitung wird der Schirm als Geflecht aufgebaut. Durch das im Außenraum auftretende Feld entsteht in diesem Schirm ein Strom, der im Idealfall keine Auswirkung auf das Signal in der Leitung haben sollte. Die Schirmwirkung ist jedoch stark abhängig vom Schirmmaterial, vom Schirmaufbau (optische Bedeckung) und von der Frequenz des störenden Feldes bzw. des Stromes im Schirm. Die Güte der Schirmwirkung eines solchen Schirmes wird durch die komplexe Größe Transferimpedanz beschrieben. Die Transferimpedanz Z T ist für elektrisch kurze Leitungen definiert, wie die folgende Abbildung zeigt: I stör I stör Bild 21: Transferimpedanz R i U l Z T = U / ( l I stör ) Sie ist also das Verhältnis einer Spannung zwischen Innenleiter und Schirm zum Störstrom, der auf dem Schirm fließt. Diese Definition gilt nur, solange die Länge der Leitung klein gegenüber der Wellenlänge des Störstromes ist. Kleine Transferimpedanzen bedeuten geringe Einkopplungen der Störungen auf den Innenleiter. Durch den Skineffekt wird die Kabeltransferimpedanz frequenzabhängig, da bei höheren Frequenzen die Stromverdrängung bewirkt, daß die elektromagnetischen Vorgänge nur noch in einer dünnen Schicht an der Oberfläche des Schirmes stattfinden und das Leitungsinnere somit strom- und feldfrei wird. Für einen Vollmantelschirm nimmt sie mit steigender Frequenz ab [9]. Da jedoch meist Geflechtschirme verwendet werden, gewinnt der Durchgriff des Feldes durch induktive Einkopplung mit zunehmender Frequenz an Bedeutung, die Transferimpedanz steigt im oberen Frequenzbereich. Z T /R 0 10 Geflechtschirme 1 idealer Schirm (Rohr) 0,1 0, lg f f in MHz Bild 22: Frequenzabhängigkeit der Transferimpedanz (R 0 : Gleichstromwiderstand) Je nach Anforderungen an die Schaltungen sollten also Zuleitungen geschirmt werden. Die benötigte Qualität des Schirmes richtet sich nach der Frequenz des abzuschirmenden Signales und der Störfestigkeit der Schaltung. Eine erfolgreiche Schirmung setzt den korrekten Anschluß des Schirmes voraus, d.h. eine gute und geschlossene Kontaktierung an den Enden der Leitung außerhalb des Gehäuses der Schaltung bzw. des Gerätes sowie ein niederohmige Verbindung der Gehäuses mit der Masse der Schaltung. 3.5 Abblockkondensatoren Nach einer gründlichen galvanischen Entkopplung der verschiedenen Teile einer Schaltung durch Trennung der gemeinsamen Versorgungsleitungen, sind diese noch immer über den Innenwiderstand der Spannungsquelle und die Impedanz der durch die Entkopplung stark verkürzten, aber doch vorhandenen gemeinsamen Zuleitung miteinander verkoppelt

17 R i Z L U 0 IC1 IC2 Bild 23: Galvanische Kopplung von ICs über den Innenwiderstand der Spannungsquelle Produziert nun IC1 oder IC2 eine Störung, kann diese über die gemeinsamen Impedanzen R i und Z L in die Spannungszuführung des anderen ICs einkoppeln. Um dies zu verhindern, werden Abblockkondensatoren an den Klemmen der ICs plaziert. So werden Störströme über diese Kondensatoren kurzgeschlossen. R i Z L U 0 C IC1 C IC2 Bild 24: Verringerung der galvanischen Kopplung durch Einsatz von Abblockkondensatoren Da es sich bei den Abblockkondensatoren nicht um ideale Kondensatoren handelt, ergibt sich folgendes Ersatzschaltbild, wobei durch die Anschlußleitungen des Kondensators ein ohmscher und induktiver Anteil hinzukommt. C L ersatz R ersatz Bild 25: Ersatzschaltbild eines Abblockkondensators Diese Ersatzimpedanz ist frequenzabhängig und bildet einen Serienschwingkreis mit einer bestimmten Resonanzfrequenz. Unterhalb der Resonanzfrequenz hängt die Impedanz des Kondensators praktisch nur von der Kapazität ab, im Resonanzpunkt vom Ersatzwiderstand und oberhalb der Resonanzfrequenz von der Ersatzinduktivität. Daraus ergibt sich auch der Verlauf der Impedanz über der Frequenz. Je nach Art und Aufbau des Kondensators nimmt die Resonanzfrequenz verschiedene Werte an

18 lg Z ersatz C A C B lg f Bild 26: Typischer Impedanzverlauf von Abblockkondensatoren C ist nun immer so zu wählen, daß der Scheinwiderstand im gewünschten Frequenzbereich und damit auch die Verkopplung der ICs möglichst klein ist.weiterhin ist darauf zu achten, daß der Kondensator möglichst nah am IC plaziert wird und kurze Anschlußleitungen hat. So wird der induktive Anteil an der Gesamtimpedanz gering gehalten. Um breitbandig abblocken zu können, werden häufig Kondensatoren parallel geschaltet. Das kann zu Problemen führen. Bei Kondensatoren mit verschiedenen Kapazitäten sind auch die Resonanzfrequenzen verschieden. Die Parallelschaltung verhält sich unterhalb der ersten Resonanzfrequenz deutlich kapazitiv und oberhalb der zweiten Resonanzfrequenz induktiv. Zwischen diesen beiden Frequenzen kann es zu einer Parallelresonanz zwischen den beiden Ersatzimpedanzen kommen, die im ungünstigsten Fall das Störsignal stark verstärkt. Die Ersatzimpedanz der Parallelschaltung hat über der Frequenz folgenden Verlauf: lg Z ersatz lg f Bild 27: Impedanzverlauf einer Parallelschaltung von Kondensatoren mit verschiedenen Resonanzfrequenzen Bei Parallelschaltung gleicher Kondensatoren liegen die Resonanzfrequenzen an der gleichen Stelle, Parallelresonanz kann deshalb nicht entstehen. Die Gesamtkapazität wird höher, somit die Abblockung größer. Eine Parallelschaltung von Elektrolytkondensatoren und normalen Kondensatoren ist auf Grund des Frequenzverhaltens der Elkos meist unproblematisch (siehe dazu auch Abschnitt 4) [4] [13] [8]. Eine zweite Wirkung der Abblockkondensatoren ist die Verringerung der Schleifenfläche, die die beiden Versorgungsleitungen bilden und über die äußere Felder Störungen einkoppeln können. Auch deshalb sollten Abblockkondensatoren möglichst nah am gestörten Bauteil plaziert werden. Spezielle Kondensatoren ermöglichen den Einbau in unmittelbarer Nähe, direkt unter dem IC [15]

19 IC IC IC große problematische Schleifenfläche kleine Bild 28: Verringerung der Schleifenflächen durch Einsatz von Koppelkondensatoren Fazit: Eine sinnvolle Entkopplung mit Kondensatoren setzt voraus, daß die Frequenzen der Störsignale bekannt sind und auch das Frequenzverhalten der Abblockkondensatoren beachtet wird. Max.Ground-noise in V ma di/dt ns Abblockkapazität C in nf CMOS 1, ,5 TTL-LS 0, ,0 TTL-F 0, ,0 HCT 0, ,8 HC 1, ,5 ACT 1, ,0 Tab. 1: Typische Werte für die Abblockkondensatoren [17] 3.6 ESD-Festigkeit Für elektronische Schaltungen und Bauteile stellen elektrostatische Entladungen (ESD) eine große Gefahr dar. Die Spannungen, die durch Aufladungen von verschiedenen Materialien entstehen können, liegen im Bereich von einigen hundert bis einigen zehntausend Volt. Zu diesen Aufladungen kommt es zum Beispiel durch Reibung verschiedener Materialien aneinander. Es lassen sich zwei Quellen für ESD unterscheiden: -Entladungen über den menschlichen Körper -Entladungen zwischen unterschiedlich aufgeladenen Gegenständen. Dabei können einzelne Bauteile (CMOS, TTL), Baugruppen (Leiterplatten, Karten) oder sogar ganze Geräte (Computer) zerstört werden. Die Einspeisung der Störung geschieht entweder direkt über den Entladestrom oder indirekt über Koronaeffekte und Störfelder, die durch die Entladeströme entstehen. Weitere Wirkungen von ESD sind Fehlfunktionen der Schaltungen, die durch induzierte Störspannungen entstehen, ohne daß Bauteile zerstört werden [2] [9] [16]. Dieser als Dergadation bezeichnete Effekt ist sehr viel schwieriger zu analysieren als der Totalausfall Die Wirkung von ESD hängt stark von den erreichten Amplituden, der Anstiegszeit des Entladestromes, der Kapazität der aufgeladenen Körper, von der Luftfeuchtigkeit, von den übertragenen Energien und anderen Faktoren ab. Die folgende Tabelle zeigt Energien, die nötig sind, um Bauteile zu stören bzw. zu zerstören. Komponente Energie, die notwendig ist zur vorübergehenden Störung (in J) Zerstörung (in J) CMOS, viele ICs Schnelle Transistoren Signal-Dioden, Gleichrichter Zener-Dioden Leistungs-Dioden Tab.2: Energien, die nötig sind, Bauteile zu stören oder zu zerstören [9]

20 Beispiel 4 Beim Begehen eines Kunststoffteppichs können Ladungen von 0,1 bis C erreicht werden. Die Kapazität des menschlichen Körpers beträgt 100 bis 500 pf. Die Spannungen, die bei der Aufladung des menschlichen Körpers entstehen, liegen typisch zwischen 10 und 15kV. Diese Spannung berechnet sich U=Q/C und die Energie, die bei der Entladung übertragen wird W= ½ CU 2. Daraus folgt, daß die Energie zwischen und liegen kann. Wie man der Tabelle entnehmen kann, ist diese Energie ausreichend, bestimmte Bauteile zu zerstören [2]. Zum Schutz vor den Auswirkungen der ESD-Transienten sollten in der Schaltung entsprechende Maßnahmen vorgesehen werden. Grundsätzlich sind dies die Schirmung, insbesondere gegen hohe Frequenzen, die Minimierung der Gehäuseöffnungen und die Verwendung von Zener-Dioden im einfachsten Fall oder von ESD- Schutzschaltungen zur Abblockung der ESD-empfindlichen Eingänge der ICs. Außerdem ist eine gute niederohmige Verbindung der Gehäuse einerseits und eine gute Erdung der Gehäuse andererseits notwendig [9] [11] [12]. Bei der Herstellung von Schaltungen, insbesondere bei der Bestückung von Leiterplatten sind folgende Regeln zu beachten: Der Arbeitsplatz muß frei von statischen Ladungen sein. Arbeitsplatz und arbeitende Personen sollten geerdet sein. Vor der Arbeit mit Bauteilen alle Aufladungen entladen (Erdung berühren). Bauteile solange wie möglich in Orginalverpackung belassen, diese ist gegen statische Aufladungen sicher. Bauteile möglichst wenig berühren. Berühren der Bauteile nur am Gehäuse, nicht an den Pins. Halbleiter nicht über Flächen rutschen/gleiten lassen. Zur Aufbewahrung und zum Transport der Halbleiter antistatische Verpackungen verwenden. Beseitigung aller Kunststoffe vom Arbeitsplatz [12] 3.7 Ein- und Abstrahlung Neben dem Crosstalk existieren noch weitere feldmäßige Kopplungen durch Einstrahlung auf und Abstrahlung von Platinen. Jede Leiterschleife auf einer Platine kann Störungen abstrahlen und ebenso können Störungen in diese Schleife einkoppeln. Gerade bei, von Autoroutern entworfenen Platinen lassen sich Leiterschleifen nicht leicht ausmachen. Diese Schleifen können von beliebigen miteinander in Verbindung stehenden Tracks gebildet werden. Störstrom Leiterschleife Bild 29: Enstehung von Leiterschleifen auf Platinen [11]

21 Sehr häufig treten Masseschleifen auf. Besonders die, beim Platinendesign übliche getrennte Verlegung von Power und Ground widerspricht den Regeln der EMV. Will man möglichst wenige Störungen produzieren und aufnehmen, müssen Hin- und Rückleiter immer parallel und sehr dicht beieinander verlegt werden. Damit verändert sich das Layout der Platine aus dem vorhergehenden Beispiel wie folgt: Bild 30: Vermeidung von Leiterschleifen durch parallele Leitungsführung [11] Bei Double Side Layern hat man die Möglichkeit, einen der beiden Leiter als Bottom- und den anderen als Top-Layer zu verlegen. Beide werden genau übereinander plaziert und somit die Schleifenflächen minimiert. Die maximale Emission der elektrischen Feldstärke einer Platine ist nach IEC Standard CISPR bei Frequenzen über 30MHz auf 30µV/m in 10 Metern Entfernung begrenzt [11]. Die Feldstärke, verursacht durch eine Leiterschleife der Fläche A über einer Ground Plane, berechnet sich in einer Entfernung von 10 Metern nach der Handformel: E = (f 2 A I stör ) A in cm 2, f in MHz, I stör in ma [11] Beispiel 5 In einer Leiterschleife der Fläche A=16cm 2 fließt ein Strom von 30mA mit einer Frequenz von 100MHz. Das E-Feld in 10 Metern Entfernung beträgt demnach E = 62dBµV/m und ist somit 32 db größer, als der IEC Standard zuläßt. Beispiel 6 IC IC IC GND GND GND IC GND Platine 1 Platine 2 Bild 31: verschiedene Rückleitergeometrien auf Platinen Als Hinleiter steht dem Signal auf den Platinen eine Leitung ( ) zur Verfügung. Der Rückleiter ( ) ist eine teilweise vorhandene Ground-Plane. Auf Platine 1 entsteht dadurch eine Leiterschleife, in die störende Signale einkoppeln können. Durch geringfügige Änderung des Layouts der Ground-Plane auf Platine 2, verringert sich diese Schleifenfläche um ein Vielfaches, da die Ströme in einer Ground-Plane wenn möglich, den Signalwegen der Tracks des Top-Layers folgen [11]. Einkopplungen in Leiterschleifen können ihre Ursache in Störungen von außen haben oder durch Störungen innerhalb von Geräten entstehen. Geringe Abstände zwischen den Platinen begünstigen die Störkopplung

22 Eine weitere Möglichkeit zur Verringerung der Schleifenfläche ist die Plazierung von Abblockkondensatoren in der Nähe der Bauteile (siehe 3.6). 3.8 Oszillatoren, hochfrequente Signale In diesem Abschnitt sollen noch einige spezielle Aspekte behandelt werden, die bei Schaltungen in denen hochfrequente Signale auftreten, zu beachten sind. Diese Signale sind meist Taktsignale und werden von Oszillatoren erzeugt. Zunächst sollten die Oszillatoren im Zentrum der Platine plaziert werden. So können die Leitungen zu den taktgesteuerten Bauteilen möglichst kurz gehalten werden. Außerdem sollten I/O-Leitungen möglichst weit von takterzeugenden oder getakteten Bauteilen sowie das Taktsignal führenden Leitungen entfernt sein. Eine Leitung auf GND-Potential oder eine Ground-Plane in der Nähe solcher Bauteile und Leitungen stellen für ihre HF-Abstrahlungen gute Rückleiter dar, so daß das Einkoppeln in andere Stromkreise vermieden werden kann. Mit steigenden Frequenzen erhöht sich auch die Leitungsinduktivität. Deshalb sollten gerade im oberen Frequenzbereich die Leitungen sehr kurz sein. Desweiteren sind Durchführungen zu vermeiden. Jede Durchführung entspricht einer Induktivität von etwa 1-3 nh und führt also zu einer weiteren Erhöhung der Leitungsinduktivität. Aus demselben Grund ist es auch günstiger, die Oszillatoren nicht auf Sockel, sondern direkt auf der Platine zu plazieren. Die durch die Anschlüsse der Sockel verlängerten Pins der Oszillatoren bewirken wiederum einen Erhöhung der Induktivität der Leitung. So kann es zum Beispiel zu einem erhöhten induktiven Spannungsabfall an der GND-Zuleitung zum Oszillator durch das Ground-Noise kommen. Zum Abschluß soll noch erwähnt werden, daß offene Taktleitungen als Monopol-Antennen wirken können. Es ist also beim Layout darauf zu achten, daß alle Taktleitungen abgeschlossen sind. Ein Routing dieser Tracks von Hand zu Beginn der Layouterstellung ist zu empfehlen [20]

23 4 Versuchsdurchführung, Versuchsanordnungen, Schaltpläne 4.1 Übersicht Im folgenden Abschnitt sollen die einzelnen Bestandteile des Praktikumsversuches vorgestellt werden. Die verwendeten Platinen tragen folgende Bezeichnungen: ESD Transferimpedanz Einstrahlung 1/ Einstrahlung 2/ Übersprechen 1/ Übersprechen 2/ Übersprechen 3/ Galvanische Kopplung 1/ Galvanische Kopplung 2/ Galvanische Kopplung 3/ Leiterschleifen Im Weiteren werden die einzelnen Versuche und Platinen beschrieben und die Meßaufgaben genannt. Die Schaltpläne und Platinenlayouts folgen am Ende der Praktikumsanleitung im Anhang. 4.2 Versuchsanordnungen Transferimpedanz Die Platine 1231 soll zur Betrachtung der Definition der Transferimpedanz unter praktischen Gesichtspunkten genutzt werden. Die Schaltung besteht aus einer Spannungsquelle und einem Oszillator der mit 100 MHz schwingt. Auf der Leiterplatte sind zwei koaxiale Leitungen plaziert. Die Schirme dieser Leitungen haben verschiedene Eigenschaften. Mittels Jumper kann das Oszillatorsignal entweder direkt auf den Schirm der Probeleitungen (J1 und J3) oder über eine Leitung (J2) auf der Platine an einen 50 Ohm Widerstand gegeben werden. Diese Zuleitung zum Widerstand ist in unmittelbarer Nähe zu den zwei Probeleitungen verlegt. Deren Schirm und Innenleiter sind am Ende kurzgeschlossen. Durch das Signal des Oszillators entsteht ein hochfrequentes Feld das die Schirme der Leitungen beaufschlagt. Am anderen Ende der Leitung kann an BNC-Buchsen die Spannung zwischen Schirm und Innenleiter gemäß der Definition aus Abschnitt 3.4 gemessen werden. Durch den beschriebenen Aufbau ist eine Messung möglich, die direkt der Definition der Transferimpedanz entspricht sowie einen zweite, bei der die Ströme im Leitungsschirm durch ein äußeres Feld erzeugt werden. Die quantitative Bestimmung der Transferimpedanz ist nicht Ziel dieses Versuches und mit diesem Versuchsaufbau nicht möglich. Schließen Sie nacheinander die Jumper J1, J2 und J3 und oszillographieren Sie jeweils die Spannung an den BNC-Buchsen BNC1 und BNC2! Ermitteln Sie jeweils die Spitzenwerte der Spannungen und notieren Sie dies! Welche Schlußfolgerungen können Sie aus den Ergebnissen ziehen? Schaltplan, Layout siehe Anhang

24 4.2.2 Abstrahlungen von Platinen Alle Bauteile und Tracks auf einer Leiterplatte sind potentielle Störquellen. Diese Abstrahlungen lassen sich mit verschiedenen Feldsensoren messen. Dabei muß zwischen E- und H-Feld unterschieden werden. Ein sehr einfacher H-Feldsensor läßt sich durch einen Oszilloskop-Tastkopf realisieren. Tastkopfspitze und Masseklemme werden kurzgeschlossen und bilden so eine Art Schleifen- oder Rahmenantenne in die ein Magnetfeld nun eine Spannung induzieren kann. Diese bewirkt wiederum einen Strom, der einen Spannungsabfall an der Impedanz des Tastkopfes bewirkt. Diese Spannung kann am Oszilloskop gemessen werden und ist ein Maß für die Stärke des Magnetfeldes. So kann die räumliche Verteilung und Ausrichtung des Magnetfeldes auf und über anderen Platinen bestimmt werden. Nutzen Sie den Tastkopf als Magnetfeldsensor um auf den Platinen das Bauteil zu finden, welches am stärksten abstrahlt! Schaltplan, Layout siehe Anhang Übersprechen Der Versuchsteil Übersprechen beinhaltet Messungen an drei Leiterplatten mit verschiedenen Eigenschaften. Auf jeder Platine ist jeweils eine Oszillatorschaltung plaziert mit einer entsprechend langen Signalleitung. Parallel dazu wird eine passive Busstruktur simmuliert. Sie besteht aus parallelen Leitungen, die an den Enden durch Widerstände abgeschlossen sind. Durch Jumper kann jede Leitung einzeln an beiden Enden auf GND geschaltet werden, so daß die Messung der jeweils in einer Leitung eingekoppelten Signale möglich wird. Über die BNC-Buchse wird die Spannung abgegriffen, die an R13 durch die Übersprecher abfällt. Diese Spannung entspricht den Koppelsignalen, die durch die Nahkopplung entstehen (siehe Abschnitt 3.2). Auf diese Weise läßt die Abhängigkeit des Crosstalks vom Abstand zur Signalquelle feststellen. Alle Leitungen haben einen Abstand von 7mm zu ihren Nachbarleitungen. Platine 1234 ist zunächst ohne schirmende Maßnahmen als Stripline ausgeführt. Auf Platine 1235 liegen zwischen den Busleitungen sogenannte Schirmleitungen auf Ground, die ein Übersprechen wie in 3.2 beschrieben, verhindern können. Auf 1236 soll die Wirkung einer Ground-Plane verdeutlicht werden. Hierzu ist unter den Busleitungen einen Kupferfläche vorhanden, die durch Jumper J25 auf GND-Potential gelegt oder davon getrennt werden kann. Nehmen Sie die Leiterplatten nacheinander in Betrieb und oszillographieren Sie die Spannungen an den einzelnen Leitungen. Bestimmen Sie die Spitzenwerte dieser Spannungen und tragen Sie diese über der Entfernung zur Signalleitung auf. Welche Abhängigkeit der Maximalspannung vom Ort läßt sich feststellen? Vergleichen Sie ihre Schlußfolgerungen mit den theoretischen Werten! Schaltplan, Layout siehe Anhang Galvanische Kopplung Die theoretischen Betrachtungen in Abschnitt 2.2 und 3.1 sowie 3.5 sollen nun im Versuch Galvanische Kopplung an drei Platinen untersucht werden. Auf den drei Leiterplatte 1237, 1238 und 1239 sind jeweils eine Spannungsstabilisatorschaltung und ein Oszillator platziert, der ein Siganal liefert mit einer Frequenz von 100MHz. Außerdem befinden sich auf den Platinen jeweils zwei Schaltungen, bestehend aus zwei NAND-Gatter-ICs. Leiterplatte 1237 Im ersten Versuchsteil soll die Wirkung der galvanischen Entkopplung deutlich werden. Auf der Platine 1237 sind IC1 und IC2 Bestandteile der ersten Schaltung. IC1 liefert dauerhaft eine logische eins bzw. 4-5V an den Ausgang BNC1. IC2 schaltet dauerhaft das Signal des Oszillastors auf einen Widerstand. Beide ICs nutzen nun eine gemeinsame Ground-Leitung, sowie eine gemeinsame Spannungszuführung. Sie sind also über diese Leitungen galvanisch verkoppelt. Die Schaltung 2 mit IC3 und IC4 entspricht der vorher beschriebenen Schaltung mit dem Unterschied, daß hier beide ICs eine eigene Ground-Leitung sowie eine eigene Sannungszuführung besitzen und somit galvanisch entkoppelt sind. An den BNC-Buchsen BNC1 und BNC2 lassen sich nun die Ausgangssignale von IC1 bzw. IC3 messen

25 Oszillographieren Sie beide Signale und bestimmen Sie die Spitzenspannungen! Vergleichen Sie ihre Ergebnisse! Leiterplatte 1238 Im zweiten Versuchsteil soll nun die Wirkung von einzelnen Abblockkondensatoren deutlich werden. Wie auf 1237 existiert auch hier die Spannungsquelle und der Oszillator sowie nun zwei, im Grundaufbau identische Schaltungen. In Schaltung 1 wurden Abblockkondensatoren am störenden IC plaziert, die durch die Schalter S11 bzw. S12 aktiviert werden können. In Schaltung 2 wird das gestörte IC abgeblockt durch Kondensatoren, die durch die Schalter S21 und S22 hinzugeschaltet werden. Schalter S11 und S21 ermöglichen die Abblockung mit Kondensatoren C1 und C3 die direkt am IC plaziert wurden. Die Schalter S12 und S22 aktivieren die Kondensatoren C2 und C4, deren Anschlußleitungen allerdings durch die Zuleitungen zu den Schaltern erheblich verlängert sind. Messen Sie zunächst die Spitzenwerte des Signals an IC1 und IC3 ohne Abblockung (alle Schalter AUS)! Danach sollen die Ausgangssignale gemessen werden, die entstehen bei Abblockung mit Kondensatoren mit kurzen Anschlüssen (S11 und S21 AN). Messen Sie anschließend die Spitzenwerte der Signale bei Abblokkung mit Kondensatoren mit langen Anschlußleitungen (S12 und S22 AN). Werten Sie Ihre Ergebnisse aus! Leiterplatte 1239 Die dritte Platine1239 dient nun dazu, das im Abschnitt 3.5 angesprochene Problem der parallel geschalteten Abblockkondensatoren zu verdeutlichen. Prinzipiell entspricht der Aufbau dieser Platine dem der Platine 1238 aus dem zweiten Versuchsteil. Im Gegensatz zu 1239 sind hier aber C1 und C3 ohne Schalter plaziert. Durch entsprechende Schalterstellungen von S12 und S22 lassen sich nun Parallelschaltungen von Kondensatoren zur Abblockung erzeugen. Zwei Messungen sind an jeder Schaltung möglich. 1. Messung der Störung bei Abblockung mit nur einem Kondensator (S11 und S22 AUS) 2. Messung der Störung bei Abblockung mit einer Parallelschaltung von Kondensatoren (S11 und S22 AN) Führen Sie beide Messungen durch und vergleichen Sie ihre Ergebnisse mit den theoretischen Werten! Schaltplan, Layout siehe Anhang Leiterschleifen Auf der Platine sind vier Leiterschleifen mit verschiedenen Eigenschaften plaziert. Schleife 1 ist als Referenzschleife vorgesehen. Schleife 2 besteht aus einem normalen Track als Hinleiter und einer Ground Plane als Rückleiter. Leiterschleife 3 entspricht Schleife 1. Zusätzlich sind ein Filter sowie ein Ferittering eingebaut. Die Auswahl des Filters erfolgte wie im Abschnitt 3.4 beschrieben. Schleife 4 entspricht wiederum Leiterschleife 1 mit extrem verringerter Schleifenfläche. Die enstehenden Stromkreise sind jeweils durch einen 50 Ohm Widerstand abgeschlossen. Über eine BNC- Buchse an jeder Leiterschleife können eingekoppelte Spannungen und damit ein Maß für die Feldeinstrahlung in die Schleife gemessen werden. Die Platine soll durch ein Feld beaufschlagt werden, das durch die Leiterschleife auf 1232 erzeugt wird. Oszillographieren Sie die in die Schleifen eingekoppelten Signale und bestimmen sie deren Spitzenwerte! Wiederholen Sie die Messung mehrmals unter Vergrößerung des Abstandes der Platinen! Werten Sie Ihre Ergebnisse aus!