Sender- / Empfängerarchitekturen. Roland Küng, 2010

Transkript

1 Sender- / Epfängerarchitekturen Roland Küng,

2 Sender (TX) und Epfänger (RX) RF-Band wird genutzt u ehr Bandbreite zu haben und u sich an den Übertragungskanal anzupassen Moderne Sender Epfänger bestehen aus eine DSP Teil für Base-Band und IF-Band sowie eine breitbandigen RF-Teil DA-Converter d[n] IQ - Modulator Up - Converter Base Band IF Band RF Band Power Aplifier TX Front End Filter RX / TX Duplexer Kanal d [n] IQ - Deodulator Down - Converter Low Noise Aplifier RX Front End Filter AD-Converter Betrachtung a Beispiel Funktechnik: grösste Koplexität 2

3 Wozu? Modulation Kanal ist nur in bestiten Frequenzbereich nutzbar Signal uss eine Träger eingeprägt werden Folgende Möglichkeiten bieten sich an: ( π θ ) v = V sin 2 f t + c c aplitude odulation frequency odulation phase odulation angle odulation 3

4 Modulation Aplitude Einfachste Sendearchitektur On/Off Keying: OOK oder Kabel oder Glasfaser On/Off Key Miniale Koponenten: einen frequenzstabilen Oszillator (Quarzoszillator) einen Modulator (Schalter) einen Leistungsverstärker eine Antenne 4

5 AM-Sender für allg. Modulationssignale Lineare Signale steuern Arbeitspunkt des HF-Verstärkers und dait die Verstärkung: Aplitudenodulation AM Beispiele: - Mittelwellen Radio - Kurzwellenfunk - Flugfunk 5

6 Modulation Phase / Frequenz Frequenzgang Z(f) Verstien des Schwingkreises in eine Filter führt zu Phasenverschiebung bei der Sendefrequenz PM Verstien des Schwingkreis in eine Oszillator führt zur Veränderung der Schwingbedingung FM 6

7 Modulation Phase / Frequenz s(t) Integrator Phasen odulator FM s(t) Differentiator Frequenz odulator PM Alternative FM- bzw. PM- Erzeugung it Hilfe von Vorverarbeitung 7

8 Einfacher Phasen-Modulator Schwingkreis it Auskopplung f 0 konstant Variables C it Kapazitätsdiode (Varactor, Varicap) Verstien des Schwingkreises C 1 L führt zu Phasenverschiebung bei der Sendefrequenz 8

9 Einfacher Frequenz-Modulator AC DC Verstien des Schwingkreises C 7, C 8, L, V 1 führt zu Änderung der Sendefrequenz (Colpitts-Oszillator in Kollektorbeschaltung u Q 1 ) V 1 : Variables C it Kapazitätsdiode V1 (Varactor, Varicap) 9

10 PM / FM - Sender Analog oder DSP RF Phase Modulator FM Modulator 2 cos( ω0 t + ϕ(t)) cos(2ω0t + 2ϕ(t)) + DC Analog / DSP PM: Schwingkreis verstien it Varicap / Direct Digital Synthesis FM: Oszillator verstien it Varicap / Direct Digital Synthesis Vorteil von PM/FM i Sender: Endstufe uss nicht linear sein (Klasse C) bessere Effizienz als AM 10

11 FM / PM Frequenzvervielfachung z.b. Modulator bei niedriger Zwischenfrequenz realisieren Signal durch Nichtlinearitäten auf Sendefrequenz ultiplizieren Effiziente Nichtlinearitäten sind Klasse C Verstärker und Mischer: Schaltbetrieb Filtern der Haronischen it abgestiten Parallelschwingkreisen oder Quarz-, SAW-, LC Filter Beispiele: FM Sender UKW, TV, CB-Funk 11

12 Mischen: Multiplikation it Trägerschwingung s(t) = A cos(2πf t) y(t) = s(t) cos(2πf 0 t) cos(2πf 0 t) Ausgangssignal: y(t) = s(t) cos(2πf 0 t) Spektru: Y(f) = (1/2) S(f+f 0 ) +(1/2) S(f-f 0 ) Double Sideband (DSB) S(f) f -f 0 B f 0 S(f+f 0 )/2 Y(f) S(f-f 0 )/2 USB LSB LSB USB f -f 0 f 0 Note: Enthält A DC-Anteil entsteht AM (DSB plus Träger) 12

13 SSB Sender Bandbreite sparen: Single Sideband (SSB) Modulation IF MIC SSB Baseband IF f USB f Filterethode: Unbedingt Zwischenfrequenz (ZF, IF) verwenden Benötigt steiles Seitenbandfilter (Quarzfilter) auf ZF Lower oder Upper Sideband (LSB/USB) Notes: - ohne Seitenbandfilter erhält an DSB - it Unbalanced Modulator (Mischer it DC-Offset) entsteht AM 13

14 IF to RF Conversion Dies ist eigentlich nichts anderes als SSB it de IF-Signal als Input (kleine relative Bandbreite) Σ und Frequenzen Ansatz 1: Filterethode MixerIn IF RF MixerOut f Seitenbandfilter Σ LO f Bsp. ZF = 10.7 MHz, LO = 87.3 MHz RF = 98 MHz, B = 100 khz Filter uss erst bei 87.3 MHz oder 76.6 MHz stark däpfen 14

15 IF to RF Conversion Dies ist eigentlich nichts anderes als SSB it de IF-Signal als Input (kleine relative Bandbreite) Ansatz 2: 90 0 Phasenschieber (Allpass) 10.7 MHz IF 87.3 MHz RF MHz 0 0 Bsp. FM Radio: ZF = 10.7 MHz, LO = 87.3 MHz RF = 98 MHz, B = 100 khz, 90 0 Phasenschieber bei 10.7 MHz achbar, uss nur 1% Bandbreite abdecken 15

16 Die oderne SSB-Erzeugung Nachrichtensignal (Inphase): i(t) Aplitude = V cos(2πf t Phase + φ ) Frequenz Sendesignal (z.b. LSB): s(t) = V cos(2π(f c f )t φ ) Wie kann ich das erzeugen? s(t) = V cos(2π(f c f )t φ ) = V cos(2πf t + φ ) cos(2πf c t) + V sin(2πf t + φ ) sin(2πf c t) q(t) = V sin(2πf t + φ ) Allg. Erzeugung des Quadratursignals q(t): Hilberttransforierte von i(t) it DSP berechnen, d.h. Filterung von i(t) it H H Hilbert Transforation siehe Wikipedia 16

17 Die oderne Senderlösung heisst I/Q-Modulation Anwendungen: Für SSB, ISB sofern I und Q ein Hilbert-Paar sind (90 0 phasenverschoben). Hilbert Transforation siehe Wikipedia Für koplexe Modulationen: Signale I und Q i selben Band übertragen und i Epfänger wieder zerlegen, inde an die Orthogonalität von Sinus und Cosinusträger ausnutzt. sin( ωt) cos( ωt) dt = T 0 17

18 Die koplexe Modulation Man kann 2 beliebige Signale i selben Band übertragen und i Epfänger wieder zerlegen! Basisband RF s(t) s(t) = V(t) cos(2πf c t φ(t)) = i(t) cos(2πf c t) + q(t) sin(2πf c t) Führt zu den heute verbreiteten digitalen koplexen Modulationsverfahren: i(t) und q(t) nehen je für eine Anzahl Bit den entsprechenden analogen Wert an I und Q kann an als koplexes Zeitsignal i(t)+jq(t) auffassen Diese Architektur nennt an auch Direct Up-Conversion 18

19 Beispiel koplexe Modulation: QAM I-Signal: I(t) it 4 öglichen DC-Werten: ±1 und ±3 Q-Signal: Q(t) it 4 öglichen DC-Werten: ±1 und ±3 16-QAM: Quadratur Aplitude Modulation: 4 Bit ergeben 1 Sybol s(t) 2 Q t Ausgangsignal a cos(x) + b sin(x) = a 2 + b 2 I cos(x atan(b /a)) z.b. DVB-T, ADSL 19

20 Mathe für koplexe Zeitsignale Grundlage: Fouriertransforation F(ω) Spektren F(ω) sind koplex-wertig f(t) darf neu auch koplex sein Eulersche Forel bringen cos und sin in Beziehung 2 cos(2πf t) = e j2πf t + e -j2πf t 2 sin(2πf t) = -j e j2πf t + j e -j2πf t Operationen a Zeitsignal Auswirkung i Spektru Additionen Additonen i Spektru f(t) = i(t) + j q(t) I(ω) +j Q(ω) = F(ω) Multiplikation it j / j Drehung i Spektru u 90 0 / Multiplikation it e j2πf t / e -j2πf t Schieben i Spektru rechts / links Note: I / Q-Achsen des Zeitsignal sind nicht direkt vergleichbar it RE / IM -Achsen des Spektru 20

21 Die koplexe Modulation Alternative: die koplexe Betrachtung Basisband r(t) RF s(t) r(t) = i(t) + j q(t) r(t) wird auch als Quadratursignal bezeichnet s(t) = [ j ] ωc e t RE r(t) Das koplexe Spektru R(ω) ist die Sue des Spektrus von I(ω) und de it j ultiplizierten Spektru von Q(ω) des koplexen Basisbandsignals r(t). U S(ω) zu erhalten wird R(ω) wird nach rechts geschoben u ω c und syetrisch zur S-Achse ergänzt dait ein reelles Signal s(t) resultiert, 21

22 Quadratursignale unkopliziert Q (Quadrature) e j2πf ot I (Inphase) Koplexe Schwingung it f 0 0: Auffassung als koplexes Zeitsignal i(t) + j q(t) Darstellung durch Projektionen in I/Q- Ebene Realisation durch separate i(t)- und q(t)- Signalzweige 22

23 Zusaenhang Projektionen I,Q und Spektren 23

24 Quadratursignale unkopliziert Drehung i Spektru Verschiebung i Spektru = Operation a Zeitsignal * = Multiplikation Nützliche Äquivalenzen: cos(2πf t) + j sin(2πf t) = e j2πf t cos(2πf t) - j sin(2πf t) = e -j2πf t 2 cos(2πf t) = e j2πf t + e -j2πf t 2 sin(2πf t) = -j e j2πf t + j e -j2πf t 24

25 Spektren der 6 Grundsignale 2 cos(2πf t) = e j2πf t + e -j2πf t 2 sin(2πf t) = -j ej2πf t + j e -j2πf t Note: Faktor 2 aus der Trigonoetrie nicht gezeichnet. Nur relative Aplituden interessieren. 25

26 Beispiel: Mischen it Cosinus und Sinus Reelles gerades Signal Note: Faktor 2 aus der Trigonoetrie nicht gezeichnet. Nur relative Aplituden interessieren 26

27 Beispiel: IQ-Modulator für SSB Nutzsignal Mischen it cos(2πf t) ~ e j2πf t + e -j2πf t Hilbertsignal Mischen it sin(2πf t) ~ -j e j2πf t + j e -j2πf t Σ ergibt unteres Seitenband LSB ergibt oberes Seitenband USB 27

28 Beispiel 1: IQ-Modulator für QAM i(t) und q(t) Notes: 2 cos(2πf t) = e j2πf t + e -j2πf t 2 sin(2πf t) = -je j2πf t + je -j2πf t Orthogonalität bleibt auch für andere spektrale Lagen der reellen Signale erhalten 28