Praktische Tipps für den Funkamateur. Eine unvollständige Sammlung technisch-physikalischer Tipps. aus 60 Jahren Amateurfunk

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1 Von Werner Frieß, DL3PJ Eine unvollständige Sammlung technisch-physikalischer Tipps aus 60 Jahren Amateurfunk Herausgegeben vom Ortsverband C0 Vaterstetten im Deutschen Amateur Radio Club

2 Von Werner Frieß, DL3PJ Tipps und Informationen für den Funkamateur Dies ist eine unvollständige Sammlung einiger gelegentlich gebrauchter Tipps und Informationen für den Funkamateur, die bei Bedarf nicht immer gleich zur Hand sind. Ihre hier meist verkürzten Darstellungen auf den folgenden Blättern erfordern gewisse Grundkenntnisse mathematischer sowie elektro- und schaltungstechnischer Zusammenhänge, die zum Verständnis und auch zur praktischen Anwendung nötig sind. Dies kann aber bei den Betreibern unseres technisch anspruchsvollen Hobbys vorausgesetzt werden. So sind die einzelnen Tipps nicht mit der Ausführlichkeit eines Kochbuches beschrieben, sondern sollen nur den Ah-ja-Effekt auf die Frage wie war denn das noch mal? bewirken. Kaum einem OM sind diese knowhows fremd, mindestens hat er sich für die Amateurfunkprüfung damit beschäftigt und erinnert sich noch recht oder schlecht daran. Doch hat jeder auch schnell parat, wie man etwa den Ladekondensator eines kleinen Netzteils dimensioniert, wie einen Koppelkondensator, ein Dämpfungsglied, einen Nebenschlusswiderstand für ein Drehspulinstrument, wie eine Spannungsverdopplerschaltung aussieht? Auf die Darstellung von diversen Oszillatorschaltungen und 0-V--Empfängern wurde verzichtet, heute baut sich keiner mehr seine Funkgeräte selbst, schon gar nicht die SSB-Filter dazu. Wenn man jedoch mal einen Sperrkreis für eine KW-Frequenz bräuchte wie war das noch gleich mit der Thomsonschen Schwingungsformel? Oder weiß man auch, was der Wellenwiderstand wirklich ist, was ein SWR von 2 für einen Schaden anrichtet, was mein Antennenkabel für eine Dämpfung hat und wie ich einen N-Stecker ordnungsgemäß montiere? Und schließlich, wie mein Stehwellenanzeiger, der Richtkoppler da drin, wirklich funktioniert? Das und ein wenig mehr findet sich in diesen Blättern, manches andere Wünschenswerte sicher auch nicht, kann aber nachgetragen werden. In diesem Sinn mal durchschauen und sich bei Bedarf daran erinnern. Werner Frieß

3 Inhalt Seite Einführung Gebräuchliche Werte 2 Formeln 3 Formeln 2 4 Verlustfaktor und Güte 5 Kabelwerte 6 Kabeldiagramme 7 N-Stecker auf RG 58 montieren 8 N-Stecker auf RG 23 montieren 9 PL-Stecker montieren 0 Der Wellenwiderstand Anpassung von Leitungen 2 Steh- und Mantelwellen 3 Richtkoppler (Text) 4 Richtkoppler (Schaltung) 5 Gleichrichterformen 6 Leistungsnetzteile hierzu 6- Induktivitäten 7 Transformatoren 8 Readme hierzu 8- Ersatzschaltbild von Übertragern 9 Die elektromagnetischen Feldgrößen 20 Feldstärkemessung im freien Wechselfeld 2 Bestimmung der Wickelkapazität von Spulen 22 Elektrische Leiter 23 HF-Tastkopf 24 Umgang mit HF-Ferriten I 25 Umgang mit HF-Ferriten II 25-

4 2 Gebräuchliche Werte Gebräuchliche db-werte db 0, U/U2,0,2, ,6 0 3, P/P2,02,26 2 3, db (U/U2) = 20log(U/U2) db (P/P2) = 0log(P/P2) U/U2 = 0dB/20 P/P2 = 0dB/0 Einige Anpassungswerte s (Umax/Umin),,2,5 2,0 2,5 3,0 s r r r (Urück /Uvor) % 0 4,8 9, Preflektiert % 0 0,23 0, s s Prefl = (Urück /Uvor)² r Rückflussdämpfung a (db) 26, ,5 7,5 6,0 a = 20log s s S-Meter Anzeige nach DARC: Der Abstand zwischen zwei S-Stufen ist allgemein 6 db. S9 ist auf KW bei 50 V und auf UKW bei 5 V, jeweils als Spannung am Antenneneingang definiert. Die Skalierung darüber bis Endausschlag ist üblicherweise 20, 40 und 60 db. Die Abgleichanweisungen von industriellen Empfängern und Transceivern der verschiedenen Gerätehersteller weichen von diesen Festlegungen unterschiedlich ab: KW: S9 liegt bei dbμv, entsprechend 3 56 μv EMK, Stufung ist 5 db entsprechend,78 oder 6 db entsprechend 2 (gelegentlich wird auch Vollausschlag +60dB auf 00dBμV eingestellt, dann wird S9 zu 00μV EMK). V/UHF: S9 liegt bei 20 dbμv entsprechend 0 μv EMK, Stufung ist 5 db entsprechend,78. Erfahrungsgemäß zeigen S-Meter bis S9 meist mehr oder weniger linear an, so dass ihr Ausschlag eher der Orientierung dient und nur eine nützliche Abstimmhilfe ist. Amateurfunkempfänger sind keine Feldstärkemessgeräte!

5 3 Die wichtigsten Formeln Das Ohmsche Gesetz: U2 U = ; P = = I2 R ; U= P R ; I = R I R P R Reihenschaltung von Widerständen: Rges = R + R2 + R3 + Rn Parallelschaltung von Widerständen: Rges = R R ; 2 R R 2 R 3 Rn R R 2 Gesucht: parallel zu schaltender Widerstand: Rparallel = R R ges R R ges Reihenschaltung von Kondensatoren und Parallelschaltung von (nicht koppelnden!) Induktivitäten sind zu behandeln wie Parallelschaltung von Widerständen, jedoch mit C bzw. L anstelle R; Parallelschaltung von Kondensatoren und Reihenschaltung von (nicht koppelnden!) Induktivitäten sind zu behandeln wie Reihenschaltung von Widerständen, jedoch mit C bzw. L anstelle R Reihenschaltung von R und X: Z = R + jx Z R2 X2 R = Wirkwiderstand, X = Blindwiderstand, Z = (Betrag von) Scheinwiderstand Bei Parallelschaltung Kehrwerte (Leitwerte) einsetzen. Komplexer Spannungsteiler C (oder L) entsprechend XC(L) in Reihe zu R, Eingangsspannung zu gesetzt: Koppelglied oder Hochpass UR R X2 R2 R Z Faustregel für Spannung an R bei X:R = : ca. 0,7; /3 ca. 0,95; /0 ca. 0,995 XC = Siebglied oder Tiefpass UX X R2 X2 X Z Faustregel für Spannung an X bei R:X = : ca. 0,7; 3/ = 0,36; 0/ ca. 0, ; XL = L ; 2 f (f = Frequenz) C

6 4 Die wichtigsten Formeln 2 Zeitkonstante eines R-C(L)-Gliedes: R C L ; U e T ; T = betrachteter Zeitraum Abfall U gegen Null (entladen); Anstieg gegen Endwert (laden) für T= 37(63)%; für T=2 4(86)%; für T= 3 5(95)%; für T= 5 0,7(99,3)% Zeitkonstante % T/tau Dämpfungsglieder: Dämpfung d = Uein/Uaus = 0dB/20 ; Zein = Zaus = Z; a(db) = 20log (Uein/Uaus) T-Glied: R = Längswiderstände, R2 = Querwiderstand: R Z d 2d ; R2 Z 2 d d -Glied: R3 = Längswiderstand, R4 = Querwiderstände: R3 = Z d2 d ; R4 Z 2d d Thomsonsche Formel: 2 L C ; f ;L ; C f 2 L 4 f C 2 L C Umrechnung Frequenz in Freiraum-Wellenlänge: f (Hz) c(m / s) c(m / s) ; (m) ; c = Lichtgeschwindigkeit = m / s (m) f (Hz)

7 5 Verlustfaktor und Güte Der Verlustfaktor oder die Güte einer Sache, hier eines (passiven) Bauelements, gibt das Verhältnis an zwischen dem, was es bestimmungsgemäß tun soll und was nicht, was schädlich ist. Also, ein Kondensator soll eine möglichst reine Kapazität, einen reinen Blindwiderstand aufweisen und möglichst kleine schädlichen (Wirk)Verluste in Form von längs- oder parallel geschaltet zu sehenden Wirkwiderständen. Solche Wirkverluste mindern bei Kondensatoren und Induktivitäten (Spulen) die Qualität von deren eigentlicher Aufgabe und so die Qualität des Schaltkreises, in dem sie eingebaut sind. Üblicherweise wird dieser Wert bei Kondensatoren als das Verhältnis von in Reihe geschaltetet zu denkender Summe verschiedenartig verursachter Verlustwiderstände R und reinem Blindwiderstand XC berechnet und als Verlustfaktor tanδ = R/Xc = RωC o bezeichnet, weil dieser Wert die Phasenverschiebung abweichend von 90 angibt. Je kleiner dieser Wert, desto besser ist das Bauelement. Der Wert ist frequenzabhängig und wird wesentlich von den komplexen Eigenschaften des Dielektrikums bestimmt. Kunstfolien- und Keramikkondensatoren weisen in den für sie vorgesehenen Frequenzbereichen, erstere bis zu einigen MHz, die andern bei höheren -4 Frequenzen, Werte um die 0 auf. Ihre Solleigenschaften sind also mal besser als die unerwünschten. Die Messung des Verlustwinkels ist schwierig und erfordert komplizierte Messeinrichtungen. Entsprechendes gilt für Spulen (Induktivitäten), deren Qualität als Güte Q = XL/R = ωl/r, dem Verhältnis von Soll- zu unerwünschter Eigenschaft angegeben werden, also normiert als gedachte Reihenschaltung von Blindwiderstand XL und Verlustwiderstand R. Hier setzen sich die Verluste zusammen aus dem ohmschen Widerstand der Wicklung und ggf. den magnetischen Verlusten eines Eisen(Pulver)kernes. Auch die Gütemessung erfordert komplizierte Messgeräte. Spulen (Induktivitäten) erreichen im Mittel- und Kurzwellenbereich typisch nur Gütewerte um die 00 bis 300. Bei V/UHF und eisenlosen Spulen können Werte bis zu 000 und darüber erreicht werden. Daher wird die Schwingkreisgüte allgemein wesentlich durch die Güte der Spule bedingt. Sind eine Kapazität und eine Induktivität zu einem Schwingkreis zusammengeschaltet, bestimmt die Summe beider Verluste die Kreisgüte. Diese lässt sich jetzt verhältnismäßig leicht messen als Verhältnis der Resonanzfrequenz des Kreises zu seiner Bandbreite: Kreisgüte Q = f/δf gemessen also von -3dB (0,707) über den Resonanzpunkt nach wieder -3dB Spannung, der so genannten Halbwertsbreite (der Leistung). Hierbei ist jedoch darauf zu achten, dass die Einkopplung der Erregungsleistung und die Ankopplung des Spannungsmessers keine verfälschenden Verluste einbringen. Aus dieser Formel errechnet sich der reelle Resonanzwiderstand eines Schwingkreises für den Parallelkreis zu Rres = res L Q und für den Serienkreis zu ( res L ) / Q.

8 6 Eigenschaften der gebräuchlichen Koaxial-Kabel RG58C/U RG23 aircell 7* Wellenwiderstand Z Toleranz von Z +/- 2% +/- 2%? Kapazität C 0 pf/m 0 pf/m 75 pf/m r der Isolation 2,3 2,3 (,45) Verkürzungsfaktor V 0,66 0,66 0,83 5 db/00 m 6 db/00 m 7 db/00 m Zulässige Leistung (00MHz) 250 W 000 W 90 W (?) Innenleiter (Durchmesser) 0,9/9x0,8 mm, Cu/Sn 2,26/7x0,75 mm, Cu 9x? Isolation Polyäthylen Polyäthylen Schaum-PE Schirmung x Cu-Geflecht x Cu-Geflecht Cu-Folie+Geflecht Außendurchmesser 4,95 mm 0,3 mm 7,3 mm Mantelmaterial PVC PVC PVC Dämpfung (00MHz) Typische Kabeldämpfungen für 0m Kabellänge f 0MHz RG58 0,45dB RG20 0,2dB Aircell 7 0,22dB 45MHz,8dB 0,7dB 0,76dB 435MHz 3dB,3dB,36dB *) Das Aircellkabel ist bei fast gleich guten Eigenschaften wie denen des RG23 sehr viel handlicher. Allerdings erfordert der ungewöhnliche Durchmesser eigene Steckverbinder, besonders der N-Type. Feinmechanisch ausgerüstete OM s können RG-58-Stecker entsprechend aufbohren. Achtung: der innere Folienschirm ist auf der Innenseite isoliert, so dass bei der Kontaktierung zum Steckergehäuse Vorsicht geboten ist! Die geringe zulässige Leistung ist wohl der geschäumten Isolation zuzuschreiben, wo in den Luftporen schädlich hohe Feldstärkewerte auftreten können. Das Kabel ist demnach eher für VHF/UHF geeignet und nicht für größere Leistungen wie bei Kurzwelle. Der Verkürzungsfaktor V einer Kabelsorte ist die Quadratwurzel aus der (effektiven) Dielektrizitätskonstante r des (massiven) Isoliermaterials zwischen Innen- und Außenleiter. Der Wert gibt an, um welchen Faktor die mechanische Länge eines Leitungsstückes kürzer sein muss als die gewünschte elektrische Länge. Soll also etwa mit dem Kabel RG58 ein /4 Stück für die Frequenz 7MHz, also 0,7m, hergestellt werden, so muss es auf das mechanische Maß von 0,7m x 0.66 = 7,7m gebracht werden.

9 7 Eigenschaften der gebräuchlichen Koaxial-Kabel Kabeldämpfung über der Frequenz 00 Kabeldämpfung a (db/00m) RG 58 Aircell 0 RG 23 0, Frequenz (MHz) Kabeldämpfungen für Frequenzzwischenwerte ergeben sich zu fx fn (fn ) HF-Leistung über der Frequenz 0000 RG 23 HF-Leistung (W) 000 RG Frequenz (MHz) Die ausgezogenen Linien gelten für Litze-Innenleiter, die strichlierten für massiven Innenleiter.

10 8 Montageempfehlung für N-Stecker auf Koax-Kabel RG58

11 9 Montageempfehlung für N-Stecker auf Koax-Kabel RG23

12 0 PL-Steckverbinder PL-Steckverbinder sind nicht so schlecht wie ihr Ruf. Sie sind billig, leicht zu verarbeiten, wenn man s richtig macht und dann strapazierfähig. Ihr Wellenwiderstand liegt bei etwa 40 und infolge der kurzen elektrischen Länge von etwa 4cm gegen /4 selbst bis ins 2m-Band ( /4 -> 50cm) machen sie sich als Stoßstelle kaum bemerkbar. Bei VHF-Anwendung sollte das Isoliermaterial weiß sein (Polyäthylen, Polystyrol oder Teflon). Die elektrische Kontaktierung ist jedenfalls einwandfrei. Nicht umsonst sind handelsüblichen Geräte bis 2m stets mit PL-Antennenanschlüssen ausgerüstet. Und richtig montiert man die entsprechenden PL-Stecker auf RG58, RG20 und ähnliche Kabel folgendermaßen:. Stecker vorbereiten: Bohrung im Innenleiter mit Spiralbohrer 2,5mm sauber machen. Mit nicht zu schwachem Lötkolben und geeigneter Spitze Bohrung innen verzinnen. Hierzu schnell ordentlich Wärme zuführen, damit die Isolation nicht zu weich wird. Bohrung sollte mit Lötzinn volllaufen, dieses dann noch im flüssigen Zustand wieder wegschlenzen, so dass Bohrung, jetzt innen verzinnt, wieder frei wird. 2. Kabelmantel auf 23mm entfernen, dabei darunter liegenden Schirm schonen. Diesen nun gleichmäßig aufdröseln, umstülpen und auf den Kabelmantel zurückstreifen. - Innenisolation auf 20mm entfernen, dabei jetzt Innenleiter schonen. 2mm Innenisolation sollten nun vor dem umgestülpten Schirm stehen bleiben. - Innenleiter verzinnen, überschüssiges Zinn wieder wegschlenzen. Innenleiter sollte jetzt gerade und schlank sein. 3. Nun Kabel mit dem umgestülpten Schirm in den Stecker schrauben und, durch die seitlichen Löcher beobachtend, Innenleiter in die Bohrung des Steckerinnenleiters einfädeln und soweit einschrauben, dass der Kabelinnenleiter an der Spitze des Steckerinnenleiters zum Vorschein kommt. Dann die beiden von vorn sauber verlöten. Nun sind Innen- und Außenleiter bestens kontaktiert. Bei dieser Manipulation ist es hilfreich, wenn man den umgestülpten Außenleiter am Kabel leicht mit Vaseline oder Paraffinöl einfettet oder ölt, zur Not tut s auch ein Hauch Fahrradöl (das gilt gleichermaßen für alle gleitenden Teile und Gewinde bei Steckern allgemein, wo auch der völlig verflüchtigende Spiritus durchg Glättung der Metalloberflächen in ähnlichewr Weise nützlich sein soll). 4. Abschließend ein entsprechendes (vorher schon aufgefädeltes!) Stück Schrumpfschlauch 0-2 mm über Steckerende und Kabel schieben und schrumpfen. Gibt man vorher noch ein wenig Klebstoff (UHU plus oder Patex) auf die betreffenden Flächen, ist das Kabel für ewig im Stecker fixiert und das Ganze schaut auch noch ordentlich aus. Mit einiger Praxis ist die Arbeit in 0 Minuten erledigt Merke: Vorverzinnen ist bei etwas problematischen Lötarbeiten immer von Vorteil!

13 Der Wellenwiderstand Der Wellenwiderstand ist eine virtuelle Größe, die man mit einem Ohmmeter nicht messen kann. Er ist ein typisches Merkmal eines Leitersystems und von dessen Geometrie und elektrischen Eigenschaften abhängig. Sein jeweiliger Wert ist bei der Dimensionierung einer Übertragungsstrecke für elektrische Energie streng zu beachten. Wellenwiderstand allgemein: Z ; 0 9 (H / cm) ; 0 0, (F / cm) 0 0 Wellenwiderstand von verlustfreien koaxialen Leitungen (Kabeln): Z L' ; C' L' o r D ln ; 2 d C' 2 0 r ; D ln d Z 60 D ln ; d r darin sind L und C bezogen auf dasselbe Leitungsstück, r = relative Dielektrizitätskonstante der inneren Isolation, D = Innendurchmesser Außenleiter, d = Außendurchmesser Innenleiter und r ist hier mit anzusetzen. Beispiel: Das R&S-Dezifix-B-System, luftisoliert: D = 2mm, d = 9,26mm, r Z 60 2 ln 60 0, ,26 Der Wellenwiderstand eines Leitungssystems kann auch nach der Strom-Spannungsmethode bestimmt werden: Man misst den Strom bei einer bestimmten Frequenz und bei einer gegebenen Spannung einmal bei am Ende offener und dann bei kurzgeschlossener Leitung mit U/I zu Zoffen und Zkurz, dann ist deren Wellenwiderstand Z Z offen Z kurz Die Methode ist jedoch ziemlich unpraktikabel, da die Messung von Wechselströmen, besonders bei höheren Frequenzen, schwierig und der Unterschied der Widerstandswerte einer praktikabel langen Leitung bei offenem und kurzgeschlossenem Ende erheblich ist. Der Vollständigkeit halber soll aber auch dieses theoretische Verfahren erwähnt werden. * * * 6 Elektrische Werte einiger gebräuchlicher Isolierstoffe bei 0 Hz, ca. Bakelit Pertinax IV Plexiglas* Polyäthylen Platinenmaterial (FR4) Polystyrol (Trolitul) PTFE (Teflon) PVC r 4,5 5,0 2,7 2,2 4,5 2,5 2, 3,0 *) sehr guter Isolationswiderstand für Gleichspannung tan (0 ) <2 50 <2

14 2 Anpassung und Stehwellen Stehwellen treten in einem Leitersystem auf, wenn an dessen Ende nicht alle ankommende Energie reell verbraucht wird (Wanderwellen), sondern ein Teil davon reflektiert, zurückgeschickt wird. Dieser Teil überlagert sich der vorlaufenden Spannung, so dass sich stehende Wellen bilden und die Spannung (der Strom) längs der Leitung abhängig vom Ort unterschiedlich ist. Dies tritt auf, wenn der Widerstand am Ende der Leitung nicht gleich deren Wellenwiderstand Z und/oder nicht vollständig reell ist. Würde man mit einer Spannungssonde den Innenleiter abtasten können, erhielte man folgende Bilder:

15 3 Fehlanpassung, SWR Ein schlechtes Stehwellenverhältnis, etwa größer als,5, verhindert, dass die zur Verfügung stehende Sendeleistung vollständig an die Antenne zur Abstrahlung gelangt. Durch entspre chende Fehlanpassung wird ein Teil der vorlaufenden Leistung wieder zurück zum Sender reflektiert und geht damit als effektive Strahlungsleistung verloren. Betrachtet man jedoch die Zahlenwerte, so erkennt man, dass selbst bei einem (V)SWR (voltage standing wave ratio) von 2 nur % der Leistung oder 33 % der Spannung wieder zurückkommen, das macht empfangsseitig nur den Bruchteil einer S -Stufe ( 80%) aus. Die rücklaufende Spannung kann jedoch bei entsprechender Phasen lage am Sender zu einer Überhöhung führen, welche bei modernen Transceivern ein Zurückregeln der Ausgangs spannung durch die ALC (automatic level control) zum Schutz der spannungsempfindlichen Transistor -Endstufen bewirkt und damit die Ausgangsleistung meist stark reduziert. Daher ist es schon nützlich, Speiseleitungen mit schlechtem SWR durch externe oder interne Anpassungs netzwerke (Matchboxen, Tuner) so zu korrigieren, dass der Sender wenigstens seine volle Leistung abgeben kann. Bei extrem schlechten SWR-Werten der Speiseleitung (etwa >2,5) ist durch die Welligkeit dort mit zunehmenden Verlusten zu rechnen, was im VHF/UHF-Bereich schon spürbar werden kann. Es ist also bei unserem Hobby nicht nötig, sich beim SWR mit der zweiten Stelle hinter dem Komma nach der Eins zu beschäftigen. Viel wichtiger sind eine ordentliche Antenne mit guten Abstrahlverhältnissen, verlustarme Speiseleitungen und bei Kurzwelle die Ausbreitungsbedingungen, dann macht ein SWR von 2 immer noch einen guten Job!. Mantelwellen Wenn auf einem Leitersystem, einem Koax -Kabel, längs des Außenleiters eine Spannung der Speise(Sende-)frequenz zu beobachten ist, spricht man von Mantelwellen. Man merkt das etwa durch kleine Funkenbildung während des Sendens bei Berührung von metallische n geerdeten(?) Teilen der Sendeanlage. Unter Umständen können Mantelwellen auch nachgewiesen werden, wenn man eine kleine Niederspannungsglühlampe fest am Schraubsockel hält und mit dem Mittelkontakt eben diese Metallteile berührt, sie wird aufleuchten. Mantelwellen haben nichts mit Fehlanpassung, also mit einem schlechtem Stehwellenverhältnis zu tun! Sie entstehen dann, wenn nicht aller HF-Strom, der den Innenleiter des Kabels an dessen Ende verlässt, auch wieder über den Außenleiter zurückkehrt. Das ist der Fall, bei unsauberem Anschluss der Last an das Leitungssystem, wie etwa, wenn man einen Strahler ( Vertikal ) nur an den Innenleiter der Speiseleitung anschließen würde. Nur wenn der Außenleiter völlig HF -geerdet ist oder wenigstens ordentlich abgestimmte Radiale erhält, werden Mantelwellen verhindert oder minimiert. Auch wenn die Koax-Ableitung eines Dipol -Baluns nicht gut genug rechtwinklig zu den Strahlern erfolgt, kann eine Dipolhälfte auf den Kabelmantel einwirken. Es ist also falsch, Mantelwellenzuerst mit so genannten Mantelwellensperren zu bekämpfen. Ein klassischer Fall von Antennenmurks in diesem Sinn ist die endgespeiste Antenne, früher auch weniger vornehm Langdraht - oder L-Antenne genannt. Sie arbeitet gegen den Schutzleiter, die Raumkapazität der daran angeschlossenen Geräte und schließlich gegen das Stromnetz als Gegengewicht, mit all den daraus resultierenden Störeffekten aktiver und passiver (aufnehmender) Art. An einer solchen Station kann man auch eine 00Watt-Glühlampe am Trans ceivergehäuse zum Leuchten bringen und es sind Fälle bekannt, dass beim Betätigen der Taste (heute PTT hi) im Schlafzimmer der benachbarten Wohnung die Deckenbeleuchtung angeht.

16 4 Das Geheimnis des Richtkopplers Zum allgemeinen Verständnis Das Geheimnis eines Richtkopplers, der Kernschaltung eines Stehwellenmessgerätes, ist doch, dass dieser "weiß", in welche Richtung sich die ihn durchfließende Wechselstromleistung bewegt. Bei Gleichstrom ist das ja ganz einfach. Bei Wechselstrom müssen jedoch die beiden leistungsbestimmenden Größen Strom und Spannung in gleichartige Größen umgewandelt und deren Augenblickswerte in Beziehung gesetzt werden. Üblicherweise wird die Stromkomponente in Spannung umgesetzt und in richtigem Maßstab mit der aktuellen Spannung in Beziehung gebracht. In der Funktechnik herrschen zwei Ausführungsformen des Richtkopplers vor (siehe Bilder). Der Transformator-Richtkoppler Der Transformator-Richtkoppler wird wegen seiner technologischen Realisierbarkeit bevorzugt in niederfrequenten Anwendungen und bis zum Ende des Kurzwellenbereiches verwendet. Der stromdurchflossene Innenleiter einer Koaxialleitung durchdringt als Primärwicklung einen Ferritringkern, an dessen Sekundärwicklung eine stromproportionale Spannung U(J) erzeugt wird. Die dabei am Innenleiter gegen den Außenleiter (Masse) stehende Spannung U wird über R/R2 zu U(U) geteilt und der Mittenanzapfung der Sekundärwicklung des Trafos zugeführt. An den beiden Enden der Sekundärwicklung steht eine jeweils zur Mitte gegenphasige Spannung U(J). Je nach augenblicklicher Polarität von Strom und Spannung im und am Innenleiter addieren oder subtrahieren sich die Augenblickswerte beider Spannungskomponenten am einen und am anderen Ende der Sekundärwicklung. Sie werden dort gleichgerichtet, und die durch die Ladekondensatoren integrierten Beträge sind dann proportional der vor- beziehungsweise der rücklaufenden Leistung. Der Antennen-Richtkoppler Der Antennen-Richtkoppler funktioniert im Prinzip so wie der Transformator-Richtkoppler. Nur ist die mechanisch-geometrische Ausführung an die entsprechenden Bedingungen bei höheren und hohen Frequenzen angepasst. Da die Antennenlänge die Auskoppel- und damit die gleichzurichtende Messspannung bestimmt, aber nicht beliebig ausgedehnt werden kann und zudem die Auskoppelspannung mit abnehmender Frequenz fällt, ist diese Richtkopplerart mehr für die höheren Frequenzbereiche, also oberhalb der Kurzwelle geeignet. Die Antennenlänge muss stets kleiner als /4 bleiben, um quasistationäre Verhältnisse zu erhalten. In einem Abstand zum Innenleiter eines Koaxialsystems sind "Antennen" angeordnet, in die ein Teil der Innenleiterspannung U(U) durch die natürliche Kapazität CK eingekoppelt und an deren Enden der durch den Innenleiter fließende Strom eine Spannung U(J) induziert. Die Antennen bilden mit der umgebenden Geometrie ein eigenes Koaxialsystem mit dem Wellenwiderstand ZAnt, mit dem jede Antenne einseitig abgeschlossen sein muss. Die am offenen Ende vor der Diode auftretende Spannung ist wieder die Summe beziehungsweise Differenz aus U(U) und U(J), wie bereits bekannt. Weiter gilt auch hier das schon beim Transformator-Richtkoppler Gesagte sinngemäß.

17 5 Das Funktionsprinzip von Richtkopplern Der Transformator-Richtkoppler,5 bis 30 MHz Ein Aus R R2 RLast Der Antennen-Richtkoppler Antennenlänge < /4 CLin CK Ein Aus RZ Ant

18 6 Größe des Ladekondensators für eine Brummspannung Us (Spitze) von etwa 0% [V, μf, ma] für Einweggleichrichter: CLade 70 I 30 I ; für Zweiweggleichrichter: C 2Lade U U Merke: Die zulässige Sperrspannung der Dioden muss stets größer als das 2,8fache des Effektivwertes der Wechselspannung sein, bei Brückengleichrichtern die Hälfte!

19 6 Leistungs-Netzteile mit integriertem Leistungs-Spannungsregler Für Ausgangsspannungen von 5 bis 24V und Strömen bis zu einigen Ampères wird unter Verwendung integrierter Leistungs-Spannungregler dies die Schaltung der Wahl sein. Mit geringem Aufwand erreicht man nicht nur eine stabile Ausgangsspannung sondern auch deren saubere Glättung. mit Selbstbau-Hochleistungsregler Zur Versorgung etwa von 00W-Transceivern werden schon 5 bis 20 Ampères mit 2 V benötigt. Das leistet nur eine Reglerschalung mit mehreren Leistungstransistoren vom Schlage des 2N3055, die so nicht fertig zu haben ist. Da ist also Selbstbau angesagt. mit Drosseleingang Eine Besonderheit für Netzteile mit höherern Anforderungen bildet der Drosseleingang. Er benötigt keinen Ladekondensator und belastet den Transformator und die Gleichrichter nicht impulsmäßig sondern mit einem Stromflusswinkel von 80, also vollständig gleichstrommäßig. Es entsteht der lineare Mittelwert der Wechselspannung, abzüglich Kupferverlusten. Darüberhinaus ist die Ausgangsspannung oberhalb einer kritischen, von der Lade -Drossel abhängigen Stromentnahme (Grundlast), weitgehend lastunabhängig. Vorzüglich eignet sich diese Schaltung etwa für die Hochspannungsversorgung von Röhrenendstufen, wo Transistorregelungen kaum einsetzbar sind. UDC Ueff 0,9 R i IDC (V, A (zusätzlich abzüglich Spannungsabfall an den Gleichrichterdioden) L50Hz = UDC/Ikritisch (H,V,mA) Wegen der Gleichstrombelastung ist die Drossel mit Luftspalt zu versehen und die Magnetisierung zu beachten.

20 7 Spule, Induktivität oder Selbstinduktion? Bei dieser Frage kommen wir um eine kleine Lektion über Begriffe nicht herum. Die drei Basiselemente der Elektrotechnik unterliegen alle den verschiedenen Begrifflichkeiten:. Die Körperlichkeit: der Widerstand der Kondensator die Spule 2. Das physikalische Phänomen: der Widerstand die Kapazität die Selbstinduktion 3. Die physikalische Größe: der Widerstand die Kapazität die Induktivität 4. Die (SI-)Einheit: das Ohm ( ) das Farad (F) das Henry (H) 5. Das Formelzeichen: R C L Beim Widerstand gibt es in der Wortwahl kaum Probleme, im Laborjargon hört man dagegen schon mal Lade-C wenn man den Elko im Netzteil meint. Aber ist das Ding da im Stromlauf nun eine Spule, eine Induktivität oder eine Selbstinduktion (inductio lat. Hineinführung)? Hier kommt es also genau darauf an, was gemeint ist! Zwar werden sich die Sprachgepflogenheiten durch diesen Ausflug in die Semantik kaum ändern, will den Spaß auch nicht verderben, aber man sollte wenigstens wissen, wovon man redet. Und warum heißt das Phänomen überhaupt Selbst-induktion? Ausgehend vom Induktionsgesetz erzeugen von außen einwirkende, zeitlich veränderliche magnetische Flüsse in Leiterschleifen elektrische Spannungen. Aber auch der magnetische Fluss, der durch einen Strom durch die Spule selbst entsteht, wirkt auf die Spule ein. Ändert sich die Stromstärke durch die Spule, so ändert sich das von ihr selbst erzeugte Magnetfeld und induziert dadurch in ihr selbst eine Spannung, die der Stromstärkeänderung entgegen gerichtet ist. Dieser Umstand wird allgemein als Selbstinduktion bezeichnet. Sie ist unter anderem (der Windungszahl der Spule etwa) der Grund für die Größe Induktivität, welche das Verhalten der Spule in Wechselstromkreisen beschreibt. * * * Berechnung einer einlagigen Zylinderspule ohne Eisenkern L L M w 2 F und w ; 4 F M 0 3 darin sind: L in H, D = Spulendurchmesser in cm, F = Spulenfläche in cm2, w = Windungszahl, M = s + D/2, s = mechanische Spulenlänge Wie aus der Formel ersichtlich, verhält sich die Induktivität L einer Spule stets proportional zu ihrer Windungszahl im Quadrat unter der Voraussetzung, dass alle Windungen untereinander den Kopplungsfaktor aufweisen, dass also alle Windungen von allen erzeugten magnetischen Feldlinien gleichermaßen durchdrungen werden. Dann nimmt auch die Induktivität um den Faktor r, der relativen Permeabilität des Kernwerkstoffes, zu, sofern der gesamte Feldverlauf von einem entsprechenden Material erfüllt wird. Da die Forderung nach totalem Kopplungsfaktor in der Praxis kaum erreichbar ist und Kopplungsfaktoren 2 < kaum quantitativ erfassbar sind, ist die zu erwartende Induktivitätkonstante (H/w ) einer etwa auch mit Kernmaterial gefüllten Spulengeometrie eine spezifische Eigenschaft dieser Geometrie.

21 8 Transformatoren ü ü Uprim U sec Wprim W sec R prim L prim I sec Iprim R sec L sec R prim R sec L prim L sec Wprim Wsec 2 Die Formeln gelten für alle Arten von Transformatoren mit und ohne Eisenkern, bei allen Frequenzen und bei Belastung unter der Bedingung, dass der Kopplungsgrad zwischen allen Wicklungen gleich ist, dass also alle Windungen der Sekundärseite von den gleichen magnetischen Feldlinien erfüllt sind, die von der Primärseite ausgehen, dass also keine Streuinduktivität vorhanden ist. Diese Forderung wird umso besser erfüllt, je enger die Wicklungen beieinander liegen, etwa sogar die Wicklungsdrähte parallel geführt sind. Am günstigsten sind so genannte Toroidformen, also Ringkerntransformatoren, wenn auch dort die Wicklungen gleichmäßig über den ganzen Umfang verteilt sein müssen. Bei der Bemessung der primären Windungszahl ist wenigstens diejenige Induktivität zu erreichen, deren Blindwiderstand bei der niedrigsten zu übertragenden Frequenz bezüglich der Belastung der 2 Spannungsquelle noch vertretbar ist. Die Induktivitätskonstante H/w einer Spulenkonfiguration, mit der diese Windungszahl bestimmt werden kann, hängt von vielerlei Einflüssen ab und ist entweder entsprechenden Tabellen zu entnehmen oder durch eine Probewicklung zu ermitteln. Sofern Spulen zur Erhöhung der Induktivitätskonstante mit einem Eisenkern versehen sind, ist auch die zulässige Magnetisierung (magnetische Flussdichte B = magnetische Feldstärke H mal ) des ferromagnetischen Materials zu beachten. Deren Stärke in Tesla gemessen - ergibt sich aus der Ampèrewindungszahl AW und weiteren Form- und Materialfaktoren. Ihre Bestimmung ist kompliziert; die Werte, in Windungen pro Volt oder dem Kehrwert davon, die Windungsspannung, müssen daher den entsprechenden Datenblättern entnommen werden. Diese Werte bestimmen bei gegebener Windungszahl einer eisenhaltigen Spulenkonfiguration also die maximal beaufschlagbare Spitzenspannung! Eisenkerne für Transformatoren und Spulen (Drosseln) bestehen für Netz- und Tonfrequenzen (etwa bis 00 khz) entweder aus lamellierten dünnen Blechschnitten aus Dynamoblech 4, für NF-Anwendungen auch aus hochpermeablen Mumetall, Permalloy, oder, für höhere und hohe Frequenzen aus Eisenpulver verschiedener Qualitäten. Die Bleche wie die Pulverpartikel sind zur Vermeidung induzierter Wirbelströme im Eisen meist durch Oxydation ihrer Oberflächen gegeneinander isoliert. Die Magnetisierung B ergibt sich aus der magnetischen Feldstärke H und der Permeabilität r deren Verlauf über der Feldstärke durch die Hyst eresiskurve ( hystereo gr. später kommen) dargestellt wird. Während Dynamoblech einen verhältnismäßig weichen Verlauf B(H) aufweist, ist bei hochpermeablen Materialien ein scharfer Knick am Übergang zum Sättigungsbereich vorhanden. Gelangt man also durch zu hohe Spannungen in diesen Bereich, treten massive Formverzerrungen des angelegten Signals auf, was stets sorgfältig zu vermeiden ist. Bei Netztransformatoren würde der Leerlaufstrom bei Erhöhung der Nennspannung deutlich überproportional ansteigen. Im NF-Bereich wäre ein zunehmender Klirrfaktor zu beobachten. Im Amateurfunk zeigt sich das Problem bevorzugt bei Symmetrieübertragern zur Antennenspeisung (Baluns), wenn bei größeren Sendeleistungen hohe Spannungen auftreten. Empirisch kann man hier eine Eisenübersteuerung nur durch Beobachtung der Kurvenform des über die Antenne abgestrahlten HF-Signals, an einer künstlichen Antenne mit einem HF-Oszilloskop oder durch eine Messung der Oberwellen feststellen. Eisenübersteuerung ist immer ein Problem am unteren Frequenzende eines Übertragungsbereiches. Es nimmt mit steigender Frequenz wegen des proportional zunehmenden Blindwiderstandes der Wicklung (die Ampèrewindungen werden kleiner) rasch ab.

22 8 Readme zu Trafos: Ileer, L, AW, w/v Bei eisenhaltigen Trafos, besonders Netztrafos, ist einmal die kernspezifische Windungszahl pro Volt oder deren Kehrwert, die Windungsspannung zu berücksichtigen, um die zulässige Magnetisierung (B = x H) nicht zu überschreiten. Sie ergibt sich allein aus der Ampèrewindungszahl w x Ileer bei der Betriebs- oder der unteren Grenzfrequenz Die Magnetisierung ist weiter nicht mehr von der Leistungsbelastung des Trafos abhängig! Weiter muss in Anwendungen mit Signalen endlichen Innenwiderstandes die Primärimpedanz bei der unteren Frequenzgrenze beachtet werden. Sie ergibt sich 2 aus dem AL-Wert der Kernkonfiguration mit H/w. Auf den ersten Blick scheint das wegen der teils quadratischen, teils linearen Zusammenhänge nicht zusammen zu passen. Aber: Doppelte Windungszahl = vierfache Impedanz bei doppelter Spannung = halber Strom, halber Strom bei doppelter Windungszahl = immer gleiche Ampèrewindungszahl und damit immer gleiche w/v! * * * Magnetisierungskurven X = magnetische Feldstärke H, Y = magnetische Flussdichte B Dynamoblech 4 bei bestimmungsgemäßer Magnetisierung, ca.,8 Tesla im Maximum Permalloy, bereits in der Begrenzung, Magnetisierung unbekannt Schaltung zur Darstellung der Hysterese am Oszilloskop Prüfling Dimensionierung: Spannung an R << Speise-(Netz-)spannung und < Unterspannung Netztrenntrafo; hierzu kleinen Modultrafo 2-24V : 230V verwenden. C: / C << Eingangswirkwiderstand Oszi, R2 >> / C zur genauen Phasendrehung von 90. Die Sekundärbeschaltung des Prüflings darf zu keinem merklichen Anstieg des Primär-(Leerlauf-)stromes führen. Netztrennung ist nur erforderlich, wenn Potentialfreiheit zum Oszi hergestellt werden muss. << und >> heißt hier: mindestens 0x.

23 9 Das Ersatzschaltbild von Übertragern Ersatzschaltbild eines Trafos mit Eisenkern Das Ersatzschaltbild eines Eisenkern-Trafos zeigt alle parasitären Einflussgrößen einer praktischen Ausführung. Die Wicklungswiderstände R erzeugen, zusammen mit den Eisen-(Ummagnetisierungs-) Verlusten R-fer Wirkverluste, welche die übertragenen Spannungen und Leistungen reduzieren. Die weitgehend unvermeidbaren Streuinduktivitäten sigma ( sind fast* immer unerwünscht, weil in mehrfacher Hinsicht schädlich. Sie bilden zusammen mit entsprechenden Quell- und Lastimpedanzen ein Tiefpassverhalten aus (Bild unten) und begrenzen so den Frequenz-Übertragungsbereich nach oben. In Verbindung mit den Wicklungskapazitäten C-wickl entstehen zudem unübersichtliche Resonanzverhältnisse. Die nach außen wirkenden Streufelder können benachbarte Schaltkreise, Spulen, Transformatoren und Leiterschleifen beeinflussen. Die Induktivität der Primärwicklung L-tr begrenzt den übertragbaren Frequenzbereich nach unten und die Spannungsbelastbarkeit durch die Magnetisierungsgrenzen des Kernmaterials. So wird ein Übertrager schließlich stets zu einem Bandpass mit unterer und oberer Grenzfrequenz. Auf die Streuinduktivität reduziertes Ersatzschaltbild Streuinduktivitäten werden umso kleiner sein - wie schon bei Transformatoren erwähnt - wenn die Wicklungen so eng wie möglich beieinander liegen, etwa sogar die Wicklungsdrähte parallel geführt sind. Am günstigsten sind so genannte Toroidformen, also Ringkerntransformatoren, wenn auch dort die Wicklungen gleichmäßig über den ganzen Umfang verteilt werden. Hohe Streuung erreicht man als negatives Beispiel -, wenn auf einem Doppelschenkelkern die Primärwicklung auf dem einen und die Sekundärwicklung auf dem andern Schenkel angebracht ist. Schließt man die (alle) Sekundärwicklung(en) eines Transformators kurz, so lässt sich die Summe der Streuinduktivitäten primärseitig mit einem geeigneten Induktivitätsmessgerät und bei geeigneter Frequenz (Blindwiderstand der Streuinduktiviät groß gegen Wicklungswiderstände aber Achtung auf Eisenverluste) ermitteln. Wenn man bei einem sekundärseitig ebenfalls kurzgeschlossenen Netztransformator auf der Primärseite Spannung mit der Nennfrequenz einspeist bis der primäre Nennstrom erreicht ist, erhält man dort die so genannte Kurzschlussspannung, aus der der gesamte Spannung- und Leistungsverlust als Verhältnis zur Nennspannung bestimmbar ist. *) Bei Schweiß- und Spielzeugtrafos sowie bei mit Gleichstrom vorbelasteten Trafos und Drosseln werden Streuinduktivitäten durch besondere Luftspalte im Eisenkern vorsätzlich erzeugt, um verlustarme Kurzschlussfestigkeit (Blindstrom) beziehungsweise Reduzierung der Eisenvormagnetisierung zu bewirken.

24 20 Die Elektromagnetischen Feldgrößen Die magnetischen Feldgrößen Magnetische Feldstärke H [A/m] Magnetische Flußdichte B [Vs/m², Tesla] Magnetischer Fluß [Vs, Wb] -7 Magnetische Feldkonstante µ0 = 4. 0 [Vs/Am] B = µ0. H Die elektrischen Feldgrößen Elektrische Feldstärke E [V/m] Elektrische Flußdichte D [As/m², C/m²] Elektrischer Fluß [As] -2 Elektrische Feldkonstante [As/Vm] D = 0. E Ausgehend vom Begriff der Spannung kann man die elektrische Feldstärke auffassen als die Spannung zwischen zwei Punkten einer geraden Feldlinie, die um die Längeneinheit voneinander entfernt sind. Der Betrag der elektrische Feldstärke in V/m in einem Plattenkondensator ergibt sich somit aus der Spannung U und dem Plattenabstand s, also E [V/m] = U/s, unter der Voraussetzung eines homogenen Feldes. Dies wird angenähert, wenn der Plattenabstand klein gegen die Plattengröße ist. Ist der Abstand zwischen zwei Potentialpunkten jedoch sehr groß gegen deren Ausdehnungsflächen, so wird nur die mittlere Feldlinie auf direktem Weg die beiden Potentialpunkte verbinden und der obigen Bedingung folgen. Alle äußeren Feldlinien werden zunehmend weitere Wege haben oder sich vor Erreichen des gegenüberliegenden Potentialpunktes anderen Potentialpunkten zuwenden. Mißt man also im freien Raum die von einem Potentialpunkt ausgehenden und auf einer Flächenelektrode auftreffenden Feldlinien als an dieser Elektrode hervorgerufene Spannung, so wird diese Spannung einen Mittelwert darstellen gemäß den unterschiedlichen Weglängen aller auf die Gesamtfläche der Elektrode auftreffenden Feldlinien. Dadurch ergibt sich eine stark überproportionale Abnahme der mittleren Feldstärke mit dem gegenseitigen Abstand der Elektroden wegen der zunehmenden Ausdehnung des Streufeldes und der damit verbundenen überproportio-nalen Zunahme der äußeren Feldlinienumwege.

25 2 Feldstärkemessung im freien elektromagnetischen Wechselfeld Es kann entweder die magnetische Komponente aus der Ausgangsspannung einer Leiterschleife, die auch in einen Resonanzkreis einbezogenen sein kann (Rahmenantenne), oder die elektrische Komponente aus der Fußpunktspannung eines Halbwellendipols frequenzselektiv bestimmt werden. Die Feldstärke wird in beiden Fällen in V/m ausgedrückt. Messung mit elektrisch abgeschirmter und auf die Bezugsfrequenz abgestimmter Rahmenantenne bis etwa 30 MHz: E = E c G n F E = E = G n F c E G h eff Rahmen = E G heff (Rahmen) (Der Ausdruck G entfällt bei nicht abgestimmtem Rahmen) Messung mit abgestimmtem Halbwellendipol ab etwa 30 MHz E = E c E = E c = E h eff Dipol = E heff (Dipol) Darin bedeuten: E = elektrische Feldstärke in V/m E = Ausgangs-EMK des Rahmens bzw. Dipols in Volt heff = effektive Antennenhöhe (Dipol) = c / heff = effektive Antennenhöhe (Rahmen) = n. F. / c F = Rahmenfläche in m² n = Windungszahl der Rahmenantenne G = Schwingkreisgüte Q = Kreisfrequenz 2 f f = Bezugsfrequenz in Hz [/s] 8 c = Lichtgeschwindigkeit = 3. 0 [m/s] Feldwellenwiderstand des freien Raumes: Z Vs Vm 377 8, Am As

26 22 Bestimmung der Wicklungskapazität von Spulen 2 C wickl f 2 C 3 (C C 2 ) f Messverfahren: Prüfling mit möglichst kleiner Kapazität C an Generator (Z<< Xc) ankoppeln und Resonanzfrequenz f bestimmen. Dann Kondensator C3 >> C (ca. 00 x C) zusätzlich anschließen. Resonanzfrequenz f2 bestimmen und Cwickl nach obiger Formel ausrechnen. Zur Resonanzmessung Spannungsmesser mit kleiner Eingangsbelastung (Tastkopf mit nur wenigen pf, C2) an Spule ankoppeln.

27 23 Elektrische Leiter Der elektrische Widerstand eines elektrischen Leiters bestimmt sich zu R l, q darin ist R der elektrische Widerstand des Leiters in und der spezifische Widerstand des Leitermaterials, definiert als der Widerstand eines Drahtes der Länge m und des Querschnittes mm², l die Länge des Leiters in m und q der Drahtquerschnitt in mm². Elektrische Eigenschaften der wichtigsten elektrotechnischen Leitermaterialien Material ->Cu Tk (0 /K) 0,95,6 3,8 7,0 7,0 7,0 3,9 3,8 4,0,3 5,7 0,65 4,2-3 mm2 m Silber Kupfer Aluminium Messing CuZn37 Eisen (Stahl) Bronze CuSn7 Zinn 0,06 0,07 0,028 0,065 0,2 0,2 0,2 Manganin 0,43 Metallfilmwiderstand Kohleschichtwiderstand * 25-0,0 0,05 0,35 * Kohle gehört zur Stoffgruppe der Halbleiter Die Standard-Stromquelle EMK U Ri Jede Stromquelle ist zu denken mit der Urspannung EMK (Elektromotorische Kraft) des Quellwiderstandes 0, einem in Reihe dazu wirkenden Innenwiderstand Ri und der Klemmenspannung U. Die Klemmenspannung U ist außer von der EMK auch abhängig von der Last und dem Innenwiderstand Ri. Dieser lässt sich bestimmen zu Ri U / J ULast ULast 2 ; JLast JLast 2 nimmt man für Last U = Leerlauf und J = 0, so ergibt sich Ri U (ULeer ULast ) RLast JLast ULast

28 24 Selbstbau-Hf-Tastkopf Für Messungen an HF-Quellen ist schon bei niedrigen Frequenzen, also etwa ab Lang- bis Mittelwelle, ein Tastkopf unerlässlich, da sonst übliche Wechselspannungsmessgeräte undefinierte Eingangswiderstände und kapazitäten aufweisen, ihre obere Grenzfrequenz schnell überschritten ist und die Ankopplung über Messleitungen HF-mäßig unübersichtlich wird. Ein Tastkopf kann mit seinem HFrelevanten Teil ganz nahe an die Quelle herangebracht werden, weist eine kleine Eingangskapazität und ausreichend hohen Eingangwiderstand auf und ist, je nach Aufbau und verwendeter Gleichrichterdiode, bis zu hohen Frequenzen, gut etwa bis zum 2-m-Band, zur boßen Anzeige und mit geeigneter Diode auch bis 70cm einsetzbar. Das Bild zeigt die Standard-Schaltung eines HF-Tastkopfes, ausgelegt für eine untere Grenzfrquenz von etwa 00 khz. Diese bestimmt sich durch das Verhältnis des Blindwiderstandes des Koppelkondensators (der zur Gleichspannungstrennung nötig ist) zur dahinter liegenden Wirklast. Sie beträgt hier, bezogen auf die Messung an einem Schwingkreis in Resonanz, etwa 00k Die obere Grenzfrequenz ergibt sich durch den geometrischen Aufbau möglichst kurz und klein - und die Eigenschaften der verwendeten Diode. Für Kurzwelle taugen Standard-Spitzendioden gut, für höhere Frequenzen wären HP-SchottkyDioden 28xx eine gute Wahl. Achtung! Immer, aber besonders bei Schottky-Dioden, ist die Sperrspannungsgrenze (Umax eff x 2,8), die zwischen 30 und 70Vdc liegt, zu beachten. Die Proportionalität der Ausgangsgleichspannung Udc zur Eingangswechselspannung Ueff einer solchen Schaltung geht unterhalb von 3Veff in eine quadratische Funktion über. Da aber gerade die kleineren Spannungen von Interesse sind und dem Normalfunkamateur die Berücksichtigung der zunehmenden Nichtlinearität durch individuelle Skalenzeichnung oder gar Prozessor gesteuert nur selten möglich sein wird, muss dieser sich für zuverlässige Messungen mit Korrekturkurven etwa der folgenden Art begnügen. Richtspannung gegen Eingangsspannung 00 Udc (V) 0 Germanium 0, Schottky Silizium 0, ,3 0, Ueff (V) Praktische Ausführung eines HF-Tastkopfes nach obiger Schaltung, eingebaut in ein Kunststoffröhrchen und mit Kupferfolie gegen Nebeneinstrahlung abgeschirmt.

29 25 Wicklungsdimensionierung von HF-Ferritringkernen I Allgemeines, Gütefaktor und Windungszahl Ein Breitband-Balun mit Ferritringkern muss bestimmte Bedingungen bezüglich seiner magnetischen und induktiven Eigenschaften erfüllen: - Die Spulengüte im Übertragungsbereich sollte nirgends schlechter als 0 sein, da sonst Übertragungsverluste eintreten. - Der Blindwiderstand L der Primärwicklung sollte bei der unteren Grenzfrequenz mehrere Male größer als der Widerstand der Quelle sein um auch bis dorthin ein ordentliches Stehwellenverhältnis zu halten. - Der Blindwiderstand L der primär gemessenen (Streu-)Induktivität gegen die kurzgeschlossene Sekundärwickung sollte bei der oberen Grenzfrequenz einige Male kleiner als der Quellwiderstand sein. - Bei voller Spannungsbelastung darf bei der unteren Grenzfrequenz keine größere magnetische Übersteuerung auftreten. Es gelten also prinzipiell die gleichen Dimensionierungskriterien wie sie für Netz-, NF- und auch HFÜbertrager bekannt sind. Es soll die Primärwindungszahl eines Baluns für Kurzwelle und für eine HF-Leistung von 00 Watt bei einem Quellwiderstand des Senders von 50 berechnet werden. Die Spannungsbelastung beträgt dabei N R = 70,7Veff entsprechend 00Vspitze. Bei einem unbekannten Kern ermittelt man zuerst die erreichbare Kreis-(Spulen-)güte zur Beurteilung seiner Eignung. Dazu bringen wir eine Probewicklung mit 0 Windungen auf, die gleichmäßig über den Ringkern verteilt werden. Aus dem gemessenen Induktivitätswert L lässt sich bereits die Induktivitätskonstante AL ( H/w²) aus L/w² bestimmen. Mit den 0 Probewindungen wurden an dem vorgesehenen Kern 8 H gemessen. Daraus ergibt sich ein AL-Wert von 8/0² = 0,08 H/w². Jetzt bilden wir mit einem Kondensator von 00pF einen Schwingkreis mit Resonanzfrequenz im Übertragungsbereich, hier f = /(2 LC ) ca. 5,8 MHz in der Schaltung unten. In dieser messen wir die Band-(Halbwerts-)breite des Kreises und dividieren fres/ f zur Kreisgüte Q. Die EMK des HF-Generators wird zweimal etwa durch 0 (genau ) geteilt, damit transformieren sich die 50 Belastung durch die Quelle mit rund 00² auf 500k. Die Tastkopfkapazität transformiert ihre Wirklast von 00k mit (200/00)² = 4 auf 400k. Bei einer angenommenen Güte des Kreises von 00 ist dessen Resonanzwiderstand etwa L x Q also etwa 29k, so dass Quellen- und Messbelastung sowie die Verluste der Kondensatoren für die hier anzustrebende Messgenauigkeit vernachlässigt werden können. Sollte bei sehr hoher Kreisgüte die Dämpfung des Messtatstkopfes doch störend wirken, empfiehlt sich eine eigene Auskopplungswicklung mit einer oder zwei Windungen, welche den Einfluss um den Faktor 25 bis 00 reduziert und auch die Messspannung zu Schutz der Tastkopfdiode entsprechend reduziert. Als HF-Quelle dient komfortabler Weise ein Messsender, sonst auch der eigene Transceiver mit Dummy und geeignetem Spannungsteiler. Aus L, angesetzt mit 3 x ZQ = 50 bei 3,5 MHz, wird mit dem oben ermittelten AL-Wert von 8/0² = 0,08 H/w² L prim 50 6,82 H ; w prim L AL 6,82 9,23 0,08 Wir runden auf 9 Windungen ab und erhalten für Lprim = 9² x 0,08 H = 6,48 H.

30 25 Wicklungsdimensionierung von HF-Ferritringkernen II Fortsetzuung: Streuinduktivität und Magnetisierung Bei kurzgeschlossener Sekundärwicklung wird auf der Primärseite des Prüflings die Streuinduktivität gemessen. Ihr Blindwiderstand L sollte am oberen Frequenzende des Übertragungsbereiches einige Male kleiner sein als die Impedanz der Quelle, hier 50, da sonst die Anpassung, das Stehwellenverhältnis, gestört wird und zu übertragende Leistung verloren geht. Praktisch bemisst sich die Obergrenze des Übertragungsbereichs nach der Frequenz, bei der L der Streuinduktivität größer als etwa 5 wird Schließlich erfordert auch noch die magnetische Aussteuerung des Ferrits an der unteren Frequenzgrenze bei der höchsten vorgesehenen Spannungsbelastung Beachtung. Sie ist jedoch mit einfachen Mitteln schwer zu beobachten. Folgende Möglichkeiten kommen in Betracht: Darstellung der Magnetisierungskurve mit X-Y-Oszilloskop entsprechender Frequenzbandbreite mit KW-Sender bei maximal vorgesehener primärer Spannungsbelastung, hier 00Vspitze Beobachtung der HF-Kurvenform auf der Sekundärseite des Baluns mit Y-t-Oszilloskop und KW-Sender bei Erhöhung der Spannungsbelastung bis zur vorgesehenen Grenze Wiederempfang des abgestrahlten HF-Signals über Antenne und Darstellung mit Y-t-Oszilloskop bei Erhöhung der Sendeleistung bis zur vorgesehenen Grenze Werden bei diesen Maßnahmen Nichtlinearitäten, also veränderliche Formverzerrungen beobachtet, kann von einer Eisenübersteuerung ausgegangen werden, deren Heftigkeit die Audioqualität der Sendung entsprechend beeinträchtigt und HF-Oberwellen produziert. Auch hier bemisst sich die Untergrenze des Übertragungsbereiches nach der Frequenz, bei der diese Verzerrungen noch nicht oder nur vertretbar mäßig auftreten. Das Thema Ferromagnetismus und Eisenübertrager kann und sollte an dieser Stelle in Bezug auf Werte und Grenzwerte stellenweise nur überschlägig behandelt werden. Gerade im Bereich Amateurfunk sind technische oder qualitative Grenzen fließend und von individuellen Gesichtspunkten und Maßstäben abhängig. Hinzu kommt, dass die ferromagnetischen Eigenschaften von der magnetischen Aussteuerung abhängig sind, also B=f(H) beziehungsweise f(h), wie die Hysteresekurven der verschiedenen Materialien zeigen. Wollte man hier genau sein, müsste man zu viele Parameter berücksichtigen, was den Rahmen dieser Blätter sprengen und den praktisch vorgehenden Funkamateur nur verschrecken würde. Dies sollte vermieden werden. Ferrit-Ringkerne mit Probewicklungen Die genauen Wickelkonfigurationen eines Symmetriertransformators oder Baluns können entsprechend den gewünschten Übersetzungsverhältnissen den vielen bekannten Vorlagen entnommen werden.