Christoph Rauscher (Volker Janssen, Roland Minihold) Grundlagen der Spektrumanalyse

Größe: px
Ab Seite anzeigen:

Download "Christoph Rauscher (Volker Janssen, Roland Minihold) Grundlagen der Spektrumanalyse"

Transkript

1 Christoph Rauscher (Volker Janssen, Roland Minihold) Grundlagen der Spektrumanalyse

2 Inhalt Inhalt EINFÜHRUNG 9 2 SIGNLE 2. Signaldarstellung im Zeitbereich 2.2 Zusammenhang zwischen Zeit- und Frequenzbereich 3 UFBU UND BEDIENELEMENTE EINES SPEKTRUM- NLYSTORS 9 3. Fourier-nalysator (FFT-nalysator) nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip Wesentliche Einstellmöglichkeiten 32 4 PRKTISCHE RELISIERUNG EINES NLYSTORS NCH DEM ÜBERLGERUNGSPRINZIP HF-Eingangsteil (Frontend) ZF-Signalverarbeitung Ermittlung der Videospannung, Videoilter Detektoren Meßkurvenverarbeitung Wesentliche bhängigkeiten Sweep-Zeit, Span, ulöse- und Videobandbreite Reerenzpegel und HF-Dämpung ussteuerung 9 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Mühldorstraße München ulage 2 Printed in Germany Dieses Buch kann nur über die Rohde & Schwarz-Vertriebsstellen und das Münchner Stammhaus bezogen werden. Eine otomechanische Reproduktion von Inhaltsteilen ür Zwecke der Unterrichtsgestaltung wird gern erlaubt. Jede weitergehende Verwendung, insbesondere die digitale Erassung und Weiterverarbeitung, ist untersagt. PW LEISTUNGSMERKMLE VON SPEKTRUMNLYSTOREN 5. Eigenrauschen 5.2 Nichtlinearitäten Phasenrauschen (spektrale Reinheit) db-kompressionspunkt und maximaler Eingangspegel Dynamikbereich Störestigkeit LO-Durchschlag Filtereigenschaten Frequenzgenauigkeit Pegelmeßgenauigkeit Fehlerbeiträge 5 5

3 Inhalt Inhalt 5..2 Berechnung der Gesamtmeßunsicherheit Fehler durch geringen Signal-Rausch-bstand Sweep-Zeit und Update-Rate 68 6 HÄUFIGE MESSUNGEN UND FUNKTIONSERWEITERUNGEN Phasenrauschmessung Meßablau Wahl der ulösebandbreite Dynamikbereich Messungen an gepulsten Signalen Grundlagen Linien- und Hüllkurvenspektrum ulöseilter bei Pulsmessungen Kenngrößen von nalysatoren Pulsbewertung bei Störsignalmessungen Detektoren, Zeitkonstanten Meßbandbreiten Kanal- und Nachbarkanal-Leistungsmessung Einührung Wichtige Parameter bei der Nachbarkanal- Leistungsmessung Meßdynamik bei Nachbarkanal-Leistungsmessungen Meßverahren zur Bestimmung der Nachbarkanalleistung mit einem Spektrumanalysator Integration der Leistung im Spektralbereich Bewertung der spektralen Leistung mit Modulationsilter (IS-36, TETR, WCDM) Messung der Kanalleistung im Zeitbereich Spektrale Messungen an TDM-Systemen 23 LITERTURVERZEICHNIS 26 DIE KTUELLEN SPEKTRUMNLYSTOR- MODELLREIHEN VON ROHDE & SCHWRZ 28 VERZEICHNIS DER MESSTIPS Messungen im 75-Ω-System 35 Messung an Signalen mit Gleichspannungsanteil 39 Maximale Empindlichkeit 6 Identiizierung von Intermodulationsprodukten 8 Verbesserung der Eingangsanpassung

4 Einührung EINFÜHRUNG Eine der häuigsten Meßaugaben in der Nachrichtentechnik ist die Betrachtung von Signalen im Frequenzbereich. Die hierzu benötigten Spektrumanalysatoren gehören dementsprechend zu den vielseitigsten und meistverbreiteten Meßgeräten der HF-Technik. Mit Frequenzbereichen bis zu 4 GHz und darüber werden sie bei nahezu allen nwendungen der drahtlosen sowie drahtgebundenen Nachrichtenübertragung in Entwicklung, Fertigung, Installation und Wartung eingesetzt. Mit der wachsenden Verbreitung der mobilen Kommunikation treten dabei neben Parametern wie Eigenrauschanzeige, Dynamik und Frequenzbereich auch zunehmend norderungen hinsichtlich Funktionsumang und Meßgeschwindigkeit in den Vordergrund. Darüber hinaus werden Spektrumanalysatoren auch ür Messungen im Zeitbereich verwendet, z. B. zur unahme der usgangsleistung eines Senders ür Zeitmultiplex-Systeme in bhängigkeit von der Zeit. Dieses Buch soll den Einstieg in das Gebiet der Spektrumanalyse erleichtern. Zum Verständnis der komplexen Meßgeräte ist es vorteilhat, den theoretischen Hintergrund der Spektrumanalyse zu kennen. Selbst ür den im Umgang mit Spektrumanalysatoren erahrenen Bediener kann es nützlich sein, sich den einen oder anderen Zusammenhang ins Gedächtnis zurückzuruen, um leicht vermeidbare, in der Praxis aber gern gemachte Meßehler auszuschließen. Neben der Behandlung der Grundlagen soll auch ein Einblick in typische Messungen, wie etwa Phasenrausch- oder Kanalleistungsmessungen, gegeben werden. 9

5 Signale 2 SIGNLE 2. Signaldarstellung im Zeitbereich Im Zeitbereich wird die mplitude elektrischer Signale über der Zeit augetragen eine Darstellung, wie man sie beim Oszilloskop indet. Zur Veranschaulichung einiger Vorgänge ist es jedoch günstiger, das Signal durch einen komplexen Drehzeiger zu repräsentieren. Der Zusammenhang zwischen beiden rten der Darstellung ist in Bild 2- anhand eines einachen Sinussignals dargestellt. Bild 2- Darstellungen eines Sinussignals durch Projektion eines komplexen Drehzeigers au die imaginäre chse Die über der Zeitachse augetragene mplitude entspricht der Projektion des Zeigers au die imaginäre chse (jim). Für die Kreisrequenz, mit der der Drehzeiger rotiert, gilt: ω = 2 π ƒ (Gl. 2-) mit ω Kreisrequenz, in s jim ω t Re Signalrequenz, in Hz ,5 T T,5 T 2 T t Ein sinusörmiges Signal mit x(t) = sin(2 π ƒ t) läßt sich somit auch durch x(t) = Im{e j 2π ƒ t } beschreiben. 2.2 Zusammenhang zwischen Zeit- und Frequenzbereich Elektrische Signale können sowohl im Zeitbereich, mit Hile eines Oszilloskops, als auch im Frequenzbereich, mit Hile eines Spektrumanalysators, betrachtet werden (siehe Bild 2-2). Bild 2-2 Betrachtung von Signalen im Zeit-und Frequenzbereich Beide Darstellungsarten sind durch die Fourier-Transormation (gekennzeichnet durch F) miteinander verknüpt, d.h. jedes im Zeitbereich veränderliche Signal weist ein charakteristisches Frequenzspektrum au. Es gilt: X ƒ (ƒ) = F{x(t)} = x(t) e j2πƒt dt (Gl. 2-2) bzw. Zeitbereich Frequenzbereich + t + x(t) = F {X ƒ (ƒ)} = X ƒ (ƒ) e j2πƒt dƒ (Gl. 2-3) mit F{x(t)} Fourier-Transormation von x(t) F {X()} inverse Fourier-Transormation von X() x(t) Signal im Zeitbereich X () komplexes Signal im Frequenzbereich t Zur Veranschaulichung dieses Zusammenhangs sollen zunächst nur Signale mit periodischem Verhalten im Zeitbereich betrachtet werden.

6 Signale Periodische Signale Das Theorem von Fourier besagt, daß jedes beliebige im Zeitbereich periodische Signal aus einer Summe von sinus- und cosinusörmigen Signalen unterschiedlicher Frequenz und mplitude gebildet werden kann. Eine solche Summe wird als Fourier-Reihe bezeichnet. Es gilt: x(t) n = n = 3 n = 5 n = 7 Harmonische x(t) Summe der Harmonischen x(t) = +Σ n sin(n ω t) +Σ B n cos(n ω t) (Gl. 2-4) 2 n= n= Die Fourier-Koeizienten, n und B n sind abhängig von der Kurvenorm des Signals x(t) und können wie olgt berechnet werden: 2 = x(t)dt (Gl. 2-5) T 2 n = x(t) sin(n ω t) dt (Gl. 2-6) T 2 B n = x(t) cos(n ω t) dt (Gl. 2-7) T T T T t a) b) Bild 2-3 nnäherung eines Rechtecksignals durch die Summe verschiedener sinusörmiger Schwingungen. Im Fall eines sinus- bzw. cosinusörmigen Signals läßt sich ür Gl. 2-2 eine geschlossene Lösung angeben, so daß man ür die komplexe Spektrumdarstellung olgende Zusammenhänge erhält: F {sin(2 π ƒ t)} = δ(ƒ ƒ ) = j δ(ƒ ƒ ) (Gl. 2-8) j bzw. t mit 2 x(t) n T ω Gleichanteil Signal im Zeitbereich Ordnung der harmonischen Schwingung Periodendauer Kreisrequenz In Bild 2-3b ist ein durch eine Fourier-Reihe angenähertes Rechtecksignal dargestellt. Die einzelnen Summanden sind in Bild 2-3a abgebildet. Die nnäherung an ein ideales Rechtecksignal wird um so besser, je größer die nzahl solcher Einzelkomponenten wird. F {cos(2 π ƒ t)} = δ(ƒ ƒ ) (Gl. 2-9) mit δ(ƒ ƒ ) Dirac-Funktion, mit δ(ƒ ƒ ) = wenn =, also = δ(ƒ ƒ ) = sonst Man erkennt, daß das Spektrum sowohl des Sinus- als auch des Cosinussignals aus einem einzigen Dirac-Stoß bei besteht (siehe auch Bild 2-5a). Die Beträge der Fourier-Transormierten von Sinus- und Cosinussignal sind identisch, d.h. bei gleicher Frequenz weisen beide Signale ein identisches Betragsspektrum au. Zur Berechnung des Spektrums eines periodischen Signals, dessen Zeitverlau durch eine Fourier-Reihe gemäß Gl. 2-4 beschrieben wird, muß jeder Summand der Reihe transormiert werden. Jedes dieser Elemente ührt zu einem Dirac-Impuls, also einer diskreten Komponente im Frequenzbereich. Periodische Signale weisen daher immer diskrete Spektren au, man spricht auch von Linienspektren. Für das in Bild 2-3 dargestellte angenäherte Rechtecksignal ergibt sich entsprechend das in Bild 2-4 dargestellte Spektrum. 2 3

7 Signale Zeitbereich mplitudenmoduliertes Signal Frequenzbereich X() ---  p _ Hüllkurve si(x) = sin(x) x  n p =  p τ 2 T p sin (n τ T π ) p n τ π T p c) T P τ t Periodisches Rechtecksignal τ 2 τ T p 3 τ Bild 2-4 Betragsspektrum des in Bild 2-3 dargestellten angenäherten Rechtecksignals ls weitere Beispiele hierzu sind in Bild 2-5 einige periodische Signale in Zeit- und Frequenzbereich dargestellt. a) Zeitbereich T _ t Sinussignal _ Frequenzbereich = T Bild 2-5 Periodische Signale im Zeit- und Frequenzbereich (Betragsspektren) Nicht-periodische Signale Signale mit nicht-periodischem Verlau im Zeitbereich lassen sich nicht durch Fourier-Reihen beschreiben. Dementsprechend setzt sich das Frequenzspektrum solcher Signale nicht aus diskreten spektralen Komponenten deinierter mplitude zusammen. Nicht-periodische Signale weisen vielmehr ein kontinuierliches Frequenzspektrum mit requenzabhängiger spektraler Dichte au. Das Signal im Frequenzbereich wird durch Fourier- Transormation (Gl. 2-2) berechnet. Wie ür das Sinus- und Cosinussignal läßt sich hierbei ür viele Signale eine geschlossene Lösung von Gl. 2-2 inden. Tabellen mit solchen Transormationspaaren inden sich u.a. in [2-]. Für Signale mit zuälligem Verlau im Zeitbereich, z.b. Rauschen oder zuällige Bit-Folgen, existiert jedoch selten eine geschlossene Lösung. Das Spektrum kann dann einacher durch numerische Lösung von Gl. 2-2 bestimmt werden. In Bild 2-6 sind einige nicht-periodische Signale im Zeit- und Frequenzbereich dargestellt. b) Zeitbereich t T S mplitudenmoduliertes Signal T T + S Frequenzbereich 4 5

8 Signale a) Zeitbereich _ t Bandbegrenztes Rauschen _ Frequenzbereich Hüllkurve si(x) = sin x x Bei dem in Bild 2-7 dargestellten Signal handelt es sich scheinbar um ein reines sinusörmiges Signal mit einer Frequenz von 2 MHz. ugrund obiger Überlegungen erwartet man daher, daß das Spektrum lediglich aus einer einzelnen Komponente bei 2 MHz besteht. Bei Betrachtung des Signals im Frequenzbereich mit Hile eines Spektrumanalysators stellt man hingegen est, daß der Grundwelle (Harmonische. Ordnung) mehrere Harmonischen höherer Ordnung, also Vielache von 2 MHz, überlagert sind (Bild 2-8). Diese Inormation kann dem Signal im Zeitbereich nur schwer entnommen werden. Eine quantitative Beurteilung der Harmonischen höherer Ordnung ist praktisch nicht möglich. Ebenso kann z.b. auch die Kurzzeitstabilität von Frequenz und mplitude eines Sinussignals im Frequenzbereich wesentlich einacher untersucht werden (siehe auch Kapitel 6., Phasenrauschmessung). b) T Bit t /T Bit 2/T Bit 3/T Bit Zuällige Bitolge I lg ---- t Q c) t QPSK-Signal C Bild 2-7 Sinussignal ( = 2 MHz) mit dem Oszilloskop betrachtet Bild 2-6 Nicht-periodische Signale im Zeit- und Frequenzbereich bhängig von der durchzuührenden Messung kann entweder die Betrachtung im Zeit- oder Frequenzbereich vorteilhat sein. So ist ür Jitter-Messungen, wie sie z.b. bei der digitalen Datenübertragung im Basisband durchgeührt werden, stets ein Oszilloskop erorderlich. Für die Bestimmung des Oberwellengehalts ist jedoch die Betrachtung im Frequenzbereich vorteilhat: 6 7

9 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators 3 UFBU UND BEDIENELEMENTE EINES SPEKTRUMNLYSTORS bhängig von der durchzuührenden Messung werden verschiedene norderungen hinsichtlich der maximalen Eingangsrequenz an den Spektrumanalysator gestellt. Der Eingangsrequenzbereich läßt sich angesichts der verschiedenen Realisierungsmöglichkeiten von Spektrumanalysatoren in olgende Bereiche gliedern: NF-Bereich bis ca. MHz HF-Bereich bis ca. 3 GHz Mikrowellenbereich bis ca. 4 GHz Millimeterwellenbereich über 4 GHz Bild 2-8 Sinussignal wie in Bild 2-7, jedoch im Frequenzbereich mit einem Spektrumanalysator betrachtet Der NF-Bereich bis ca. MHz umaßt die niederrequente Elektronik sowie kustik und Mechanik. Im HF-Bereich inden sich vorwiegend nwendungen der drahtlosen Nachrichtenübertragung wie z.b. mobile Kommunikation und Hör- und Fernseh-Rundunk, während ür breitbandige nwendungen, wie z.b. digitaler Richtunk, zunehmend Frequenzbänder im Mikrowellen- oder Millimeterwellenbereich genutzt werden. Je nach Frequenzbereich sind verschiedene nalysatorkonzepte realisierbar. u die beiden wichtigsten wird nacholgend im Detail eingegangen. 3. Fourier-nalysator (FFT-nalysator) Wie im bschnitt 2 gezeigt, ist das Spektrum eines Signals bereits eindeutig durch dessen Zeitverlau estgelegt. Zeit- und Frequenzbereich sind dabei durch die Fourier-Transormation miteinander verknüpt. Mit Gl. 2-2 läßt sich daher aus einem im Zeitbereich eraßten Signal dessen Spektrum berechnen. Zu einer exakten Berechnung wäre allerdings ein unendlich langer Betrachtungszeitraum erorderlich. Darüber hinaus setzt Gl. 2-2 voraus, daß die Signalamplitude zu jeder Zeit bekannt ist. Das Ergebnis dieser Berechnung wäre ein kontinuierliches Spektrum, d.h. die Frequenzaulösung wäre unbegrenzt hoch. Es ist oensichtlich, daß eine solche exakte Berechnung praktisch nicht möglich ist. Dennoch kann das Spektrum unter bestimmten Voraussetzungen mit ausreichender Genauigkeit ermittelt werden. 8 9

10 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Die Fourier-Transormation erolgt in der Praxis mit Hile von digitaler Signalverarbeitung, d.h. das zu analysierende Signal muß zunächst mit Hile eines nalog-digital-wandlers abgetastet und in der mplitude quantisiert werden. Durch die btastung wird aus dem kontinuierlichen Eingangssignal ein zeitdiskretes Signal, wodurch Inormation über den Zeitverlau verloren geht. Die Bandbreite des Eingangssignals muß daher begrenzt sein, da andernalls durch die btastung die Eindeutigkeit augrund von liasing-eekten verloren geht (siehe Bild 3-). Nach dem btasttheorem von Shannon muß die btastrequenz mindestens doppelt so hoch wie die Bandbreite B e des Eingangssignals sein. Es gilt: ƒ 2 B e und ƒ = (Gl. 3-) T b) e,max e,max < 2 e,max > 2 2 liasing 2 e,max 2 3 mit btastrequenz, in Hz B e Signalbandbreite, in Hz T btastperiodendauer, in s c) e,max > 2 e,max Bild 3- btastung eines Tiepaßsignals mit der btastrequenz a), b) e,max < /2 c) e,max > /2, daher keine Eindeutigkeit augrund von liasing Bei der btastung von tiepaßgeilterten Signalen (sogenannten Tiepaßsignalen) wird die minimal erorderliche btastrequenz durch die maximale Signalrequenz e,max bestimmt. us Gl. 3- wird dann: ƒ 2 ƒ e,max (Gl. 3-2) Ist = 2 e,max, so kann das Signal bei ungünstiger Lage der btastzeitpunkte unter Umständen nicht mehr aus den btastwerten rekonstruiert werden. Ebenso wäre zur Bandbegrenzung ein Tiepaß mit unendlich hoher Flankensteilheit erorderlich. In der Praxis wird daher mit btastrequenzen, die deutlich größer als 2 e,max sind, gearbeitet. Für die Fourier-Transormation wird nur ein usschnitt des Signals betrachtet, d.h. es wird nur eine begrenzte nzahl N von btastwerten zur Berechnung verwendet. Man nennt dies Fensterung. Das Eingangssignal (siehe Bild 3-2a) wird hierzu vor oder nach der btastung im Zeitbereich mit einer bestimmten Fensterunktion multipliziert. Bei dem Beispiel in Bild 3-2 wird dabei ein Rechteckenster verwendet (Bild 3-2b), das Ergebnis der Multiplikation ist in Bild 3-2c dargestellt. Bei der Berechnung des Signalspektrums aus den btastwerten des Signals im Zeitbereich spricht man von diskreter Fourier-Transormation (DFT). us Gl. 2-2 wird somit btastung mit btastrequenz 2 N X(k) = Σ x (nt ) e j2πkn / N (Gl. 3-3) n= a) e e e + e 2 3 mit k Index der diskreten uswerterequenzen, mit k =,, 2 n Index der btastwerte x (nt ) btastwert zum Zeitpunkt n T, mit n =,, 2 N Länge der DFT, d.h. Gesamtanzahl der btastwerte, die zur Berechnung der Fourier-Transormation verwendet werden 2 2

11 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Das Ergebnis der diskreten Fourier-Transormation ist wiederum ein diskretes Frequenzspektrum (siehe Bild 3-2d), d. h. das berechnete Spektrum setzt sich aus einzelnen Komponenten bei den sog. uswerterequenzen zusammen, ür die gilt: Eingangssignal x(t) btastwerte ---- X() --- ƒ(k) = k = k (Gl. 3-4) N N T mit (k) diskrete uswerterequenz, in Hz k Index der diskreten uswerterequenzen, mit k =,, 2 btastrequenz, in Hz NLänge der DFT T a) Fensterunktion w(t) T e t ---- W() e = T e Man erkennt, daß die ulösung, also der minimale bstand, den zwei spektrale Komponenten des Eingangssignals auweisen müssen, um bei zwei verschiedenen uswerterequenzen (k) und (k+) angezeigt zu werden, vom Betrachtungszeitraum N T abhängig ist. Die notwendige Betrachtungsdauer steigt mit der gewünschten ulösung. Durch die btastung wird das Spektrum des Signals mit der Periode periodisiert (siehe auch Bild 3-). In Bild 3-2d tritt in der diskreten Darstellung des Spektrums daher auch eine Komponente bei der uswerterequenz (k=6) au. Betrachtet man in Bild 3-a den Frequenzbereich von bis, so wird deutlich, daß dies die Komponente bei e ist. b) x(t) w(t) N T N=8 t _ N T N T In dem in Bild 3-2 dargestellten Beispiel konnte das Signalspektrum exakt berechnet werden, d. h. im diskreten Spektrum existiert eine uswerterequenz, die exakt der Signalrequenz entspricht. Folgende Voraussetzungen sind hierür erorderlich: c) x(t) w(t), periodisch ortgesetzt t X() * W() k=2 k=6 das Signal muß periodisch sein (Periodendauer T ) die Beobachtungsdauer N T muß ein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer T des Signals sein ---- In der Praxis sind diese Bedingungen jedoch meist nicht erüllt, wodurch das Ergebnis der Fourier-Transormation vom Erwarteten abweicht. Diese bweichung äußert sich in Form einer Verbreiterung des Signalspektrums sowie gleichzeitig durch mplitudenehler. Beide Eekte werden im olgenden beschrieben. d) N T t k= k= e uswerterequenzen N T Bild 3-2 DFT bei periodischem Eingangssignal. Die Beobachtungsdauer ist ein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer des Eingangssignals 22 23

12 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Eingangssignal x(t) btastwerte X() --- Die Multiplikation von Eingangssignal und Fensterunktion im Zeitbereich entspricht einer Faltung im Frequenzbereich (siehe auch [2-]). Dort olgt der Betrag der Übertragungsunktion des in Bild 3-2 verwendeten Rechteckensters einer si-funktion, also sin (2πƒ N T /2) W(ƒ) = N T si (2πƒ N T /2) = N T (Gl. 3-5) 2πƒ N T /2 T a) Fensterunktion w(t) Te t W() e = T e mit W () Fensterunktion im Frequenzbereich N T Fensterbreite N T b) x(t) w(t) c) x(t) w(t), periodisch ortgesetzt N=8 t t X() * W() _ ---- N T ---- N T Neben den ausgeprägten Nebenmaxima ergeben sich auch Nullstellen bei Vielachen von / (N T ). Durch die Faltung mit der Fensterunktion wird das resultierende Signalspektrum verschmiert, also deutlich verbreitert. Man spricht dabei vom Leckeekt. Ist das Eingangssignal periodisch und die Beobachtungsdauer N T darüber hinaus ein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer, so tritt bei Rechteckensterung kein Leckeekt au, da mit usnahme bei der Signalrequenz stets Nullstellen au die (benachbarten) uswerterequenzen allen (siehe Bild 3-2d). Sind diese Bedingungen jedoch nicht erüllt, was in der Regel der Fall ist, so existiert keine uswerterequenz, die der Signalrequenz entspricht. In Bild 3-3 ist ein solcher Fall dargestellt. Das aus der DFT resultierende Spektrum ist deutlich breiter, da die tatsächliche Signalrequenz zwischen zwei uswerterequenzen liegt und darüber hinaus die Nullstellen der Fensterunktion nicht mehr au die benachbarten uswerterequenzen allen. Wie ebenalls in Bild 3-3d zu erkennen ist, ergibt sich in diesem Fall auch ein mplitudenehler. Bei konstanter Beobachtungsdauer ist der Betrag dieses mplitudenehlers abhängig von der Signalrequenz des Eingangssignals (siehe Bild 3-4). Der Fehler wird maximal, wenn die tatsächliche Signalrequenz exakt in der Mitte zwischen zwei uswerterequenzen liegt. N=8 d) N T t k= k= uswerterequenzen e 2 N T ---- e Bild 3-3 DFT mit periodischem Eingangssignal. Die Beobachtungsdauer ist kein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer des Eingangssignals 24 25

13 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators max. mplitudenehler Rechteckenster mplitudenehler HNN-Fenster Leckeekt Bild 3-5 Leckeekt bei Verwendung von Rechteck- bzw. HNN-Fenster (MatLab -Simulation) e uswerterequenzen (k) Bild 3-4 mplitudenehler bei Rechteckensterung in bhängigkeit von der Signalrequenz Durch Erhöhen der Beobachtungsdauer kann zwar die absolute spektrale Verbreiterung durch die gewonnene höhere ulösung reduziert werden, der maximal mögliche mplitudenehler bleibt dabei jedoch unverändert. Beide Eekte können aber durch Verwendung optimierter Fensterunktionen anstelle des Rechteckensters verringert werden. Solche Fensterunktionen weisen im Frequenzbereich niedrigere Nebenmaxima au, wodurch wie in Bild 3-5 gezeigt der Leckeekt verringert wird. Weitere Inormationen zu Fensterunktionen inden sich in [3-] und [3-2]. Um die ür die Spektrumanalyse notwendige, hohe Pegelgenauigkeit zu erreichen, wird in der Regel das sogenannte Flattop-Fenster verwendet. Der maximale Pegelehler beträgt bei dieser Fensterunktion lediglich,5 db. Nachteilig ist die vergleichsweise breite Hauptkeule, wodurch die Frequenzaulösung reduziert wird. Die nzahl der ür die Fourier-Transormation erorderlichen Rechenoperationen kann durch nwendung optimierter lgorithmen reduziert werden. Das hierbei am meisten verbreitete Verahren ist die sogenannte Fast-Fourier-Transormation (FFT). Spektrumanalysatoren, die nach diesem Prinzip arbeiten, werden daher auch als FFT-nalysatoren bezeichnet. Der ubau eines solchen nalysators ist in Bild 3-6 dargestellt. Eingang Tiepaß D RM Speicher FFT Bild 3-6 ubau eines FFT-nalysators nzeige Um die Einhaltung des btasttheorems zu erzwingen, wird die Bandbreite des Eingangssignals vor dem -D-Wandler mit einem analogen Tiepaß (Grenzrequenz g = e,max ) beschränkt. Nach der btastung werden die quantisierten Werte zunächst in einem Speicher abgelegt und daraus das Signal im Frequenzbereich berechnet. Das Spektrum wird dann zur nzeige gebracht. Durch die Quantisierung der btastwerte entsteht sogenanntes Quantisierungsrauschen, das den Dynamikbereich nach unten einschränkt. Es ällt um so geringer aus, je höher die ulösung (nzahl der Bits) des verwendeten -D-Wandlers ist

14 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators ugrund der begrenzten Bandbreite von verügbaren -D-Wandlern hoher ulösung ist bei FFT-nalysatoren ein Kompromiß zwischen Dynamik und maximaler Eingangsrequenz zu suchen. Ein hoher Dynamikbereich von etwa db ist mit FFT-nalysatoren derzeit nur ür niederrequente nwendungen bis etwa khz zu erreichen. Höhere Bandbreiten sind mit geringerer Dynamik verbunden. Im Gegensatz zu anderen nalysatorkonzepten bleibt bei der komplexen Fourier-Transormation die Phaseninormation erhalten. Mit FFT- nalysatoren kann daher das komplexe Spektrum nach Betrag und Phase ermittelt werden. Bei hinreichend hoher Rechengeschwindigkeit ist darüber hinaus auch Echtzeitanalyse möglich. Weniger geeignet sind FFT-nalysatoren ür die nalyse von gepulsten Signalen (siehe Bild 3-7). Das Ergebnis der FFT ist dabei vom betrachteten usschnitt der Zeitunktion abhängig. Für eine korrekte nalyse ist deshalb eine gewisse Vorkenntnis über das zu analysierende Signal, z. B. zum gezielten uslösen einer Messung (Trigger), notwendig. 3.2 nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip ugrund der begrenzten Bandbreite verügbarer -D-Wandler eignen sich FFT-nalysatoren lediglich ür Messungen an niederrequenten Signalen. Um dennoch Spektren höherrequenter Signale bis in den Mikrowellenbzw. Millimeterwellenbereich darstellen zu können, werden nalysatoren mit Frequenzumsetzung verwendet. Das Spektrum des Eingangssignals wird dabei nicht aus dem Zeitverlau berechnet, sondern durch nalyse direkt im Frequenzbereich ermittelt. Für eine solche nalyse ist es notwendig, das Eingangsspektrum in seine einzelnen Komponenten zu zerlegen. Dies könnte durch ein abstimmbares Bandpaß-Filter, wie in Bild 3-8 gezeigt, erolgen. Eingang bstimmbarer Bandpaß Verstärker Detektor nzeige y x abstimmbares Bandpaßilter Fenster N T = n T Sägezahn Bild 3-8 Blockschaltbild eines Spektrumanalysators mit abstimmbarem Bandpaß-Filter e N T T T T Bild 3-7 FFT bei gepulsten Signalen. Das Meßergebnis hängt vom Zeitpunkt der Messung ab. t Die Filterbandbreite entspricht dabei der ulösebandbreite (Resolution Bandwidth, RBW) des nalysators. Je kleiner diese ulösebandbreite, desto höher ist die spektrale ulösung des nalysators. Schmalbandige, über den gesamten Eingangsrequenzbereich moderner Spektrumanalysatoren abstimmbare Filter sind technisch jedoch kaum realisierbar. Darüber hinaus haben abstimmbare Filter eine, bezogen au die Mittenrequenz, konstante relative Bandbreite. Mit steigender Mittenrequenz nimmt daher die absolute Bandbreite zu, wodurch dieses Konzept ür die Spektrumanalyse nicht geeignet ist. Spektrumanalysatoren ür höhere Eingangsrequenzbereiche arbeiten daher in der Regel nach dem Prinzip des Überlagerungsempängers (Heterodyn-Prinzip). Das Blockschaltbild eines solchen Empängers ist in Bild 3-9 dargestellt

15 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Mischer ZF-Filter Hüllkurvendetektor Video-Filter ZF-Filter Eingang ZF-Verstärker Logarithmierer Eingangssignal in ZF-Lage umgesetzt Lokaloszillator x y nzeige Sägezahn Bild 3-9 Blockschaltbild eines Spektrumanalysators nach dem Überlagerungsprinzip ZF Beim Überlagerungsempänger wird das Eingangssignal mit Hile eines Mischers und eines Lokaloszillators (LO) au eine Zwischenrequenz (ZF) umgesetzt. Ist die Frequenz des Lokaloszillators abstimmbar (eine norderung, die technisch realisierbar ist), so kann durch Variation der LO-Frequenz der gesamte Eingangsrequenzbereich au eine konstante Zwischenrequenz umgesetzt werden. Die ulösung des nalysators wird dann durch ein Filter in der ZF-Lage mit ester Mittenrequenz bestimmt. Im Gegensatz zu dem eingangs dargestellten Konzept, bei dem das ulöseilter als dynamische Komponente das Spektrum des Eingangssignals überstreicht, wird nun das Eingangssignal an einem eststehenden Filter vorbei geschoben (siehe Bild 3-). Das umgesetzte Signal wird zunächst verstärkt und dem ZF-Filter, das die ulösebandbreite bestimmt, zugeührt. Dieses ZF-Filter hat eine konstante Mittenrequenz, wodurch die beschriebenen Probleme bei abstimmbaren Filtern umgangen werden. Um Signale in einem weiten Pegelbereich gleichzeitig am Bildschirm darstellen zu können, wird das ZF-Signal mit Hile eines Logarithmierverstärkers komprimiert und die Hüllkurve bestimmt. Das daraus resultierende Signal wird als Videosignal bezeichnet. Mit Hile eines einstellbaren Tiepasses, dem sog. Videoilter, kann dieses Signal gemittelt werden. Es wird dadurch von Rauschen bereit, was zur Glättung des angezeigten Signals ührt. Das Videosignal wird der vertikalen blenkung einer Kathodenstrahlröhre zugeührt. Da es in bhängigkeit von der Frequenz dargestellt werden soll, erolgt die horizontale blenkung des Elektronenstrahls mit Hile eines Säge- ZF-Filter ZF Eingangssignal in ZF-Lage umgesetzt Bild 3- Das Signal wird im Überlagerungsempänger am ulöseilter vorbei geschoben zahnsignals, das auch zur bstimmung des Lokaloszillators dient. Sowohl Zwischenrequenz als auch LO-Frequenz sind bekannt. Die Zuordnung zwischen Eingangssignal und dargestelltem Spektrum ist daher eindeutig. In modernen Spektrumanalysatoren werden praktisch alle bläue durch einen oder mehrere Mikroprozessoren gesteuert, wodurch sich eine Vielzahl neuer Funktionen ergibt, die ohne Rechnersteuerung nicht möglich wären. Ein Beispiel hierür ist u. a. die Fernsteuerung des Spektrumanalysators über Schnittstellen wie den IEC-Bus. Moderne nalysatoren nutzen schnelle digitale Signalverarbeitung, d. h. das Eingangssignal wird an geeigneter Stelle mit Hile eines -D- 3 3

16 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Wandlers abgetastet und mit einem digitalen Signalprozessor weiterverarbeitet. Mit der raschen Entwicklung der digitalen Signalverarbeitung rückt im Signalpad auch die btastung weiter nach vorne. Wurde rüher das Videosignal nach dem analogen Hüllkurvendetektor und Videoilter abgetastet, so wird es bei modernen Geräten teilweise bereits au der letzten, niedrigen Zwischenrequenz digitalisiert und die Hüllkurve des ZF-Signals aus den btastwerten ermittelt. uch der erste Lokaloszillator wird nicht mehr, wie bei rüheren Überlagerungsempängern, mit einem analogen Sägezahnsignal abgestimmt. Er ist vielmehr über einen Phasenregelkreis (Phase locked loop, PLL) an eine Reerenzrequenz angebunden; die bstimmung erolgt durch Variation der Teilungsaktoren. Der Vorzug der PLL-Technik ist eine wesentlich höhere Frequenzgenauigkeit, als bei analoger bstimmung möglich wäre. nstelle der Kathodenstrahlröhre kann ein LC-Display verwendet werden, was kompaktere Bauormen ermöglicht. Frequenzaulösung Bei nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip wird die Frequenzaulösung über die Bandbreite des ZF-Filters eingestellt. Man spricht daher auch von der ulösebandbreite (Resolution Bandwidth, RBW). Sweep-Zeit (nur bei nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip) Die Zeit, die benötigt wird, um das gesamte interessierende Frequenzspektrum auzunehmen, wird als Sweep-Zeit (Sweep Time) bezeichnet. Einige dieser Parameter sind voneinander abhängig. So erordern zum Beispiel sehr kleine ulösebandbreiten eine lange Sweep-Zeit. Die genauen Zusammenhänge werden im Kapitel 4.6 ausührlich beschrieben. 3.3 Wesentliche Einstellmöglichkeiten Spektrumanalysatoren weisen in der Regel olgende elementare Einstellmöglichkeiten au (siehe auch Bild 3-): Darzustellender Frequenzbereich Der darzustellende Frequenzbereich kann durch Start- und Stopp-Frequenz, also der niedrigsten bzw. höchsten darzustellenden Frequenz, oder durch die Mittenrequenz (Center Frequency) und den Darstellbereich (Span), zentriert um die Mittenrequenz, eingestellt werden. Letztere Variante ist in Bild 3- dargestellt. In modernen Spektrumanalysatoren sind meist beide Möglichkeiten verügbar. Pegeldarstellbereich Die Einstellung erolgt über den maximal darzustellenden Pegel, den sog. Reerenzpegel (Reerence Level), und den Darstellbereich. In Bild 3- ist ein Reerenzpegel von dbm und ein Darstellbereich von db eingestellt. Wie später gezeigt wird, ist von dieser Einstellung auch die Dämpung der eingangsseitigen Eichleitung (RF ttenuator) abhängig. Bild 3- Graische Darstellung des augenommenen Spektrums 32 33

17 4 PRKTISCHE RELISIERUNG EINES NLYSTORS NCH DEM ÜBERLGERUNGSPRINZIP Im olgenden werden die einzelnen Komponenten eines nalysators nach dem Überlagerungsprinzip ausührlich erläutert sowie die praktische Realisierung in einem modernen Spektrumanalysator ür den Frequenzbereich 9 khz bis 3 GHz bzw. 7 GHz dargestellt. Ein detailliertes Blockschaltbild hierzu beindet sich au der usklappseite am Ende dieses Buches. Die einzelnen Blöcke sind numeriert und zu Funktionseinheiten zusammengeaßt. 4. HF-Eingangsteil (Frontend) Wie die meisten Meßgeräte der modernen Nachrichtentechnik weisen Spektrumanalysatoren in der Regel am HF-Eingang eine Impedanz von 5 Ω au. Um auch Messungen in 75-Ω-Systemen, wie z. B. CTV (Cable Television), zu ermöglichen, sind einige nalysatoren alternativ mit einer Eingangsimpedanz von 75 Ω erhältlich. Mit Hile von Transormationsgliedern können aber auch nalysatoren mit 5-Ω-Eingang dazu verwendet werden (siehe Meßhinweis Messungen im 75-Ω-System). Praktische Realisierung eines nalysators Messungen im 75-Ω-System Speziell in der Rundunk- und Fernsehtechnik ist eine Impedanz von 75 Ω anstelle der sonst weit verbreiteten 5 Ω üblich. Um in solchen Systemen mit Spektrumanalysatoren, die in der Regel eine Eingangsimpedanz von 5 Ω auweisen, Messungen durchühren zu können, sind entsprechende Transormationsglieder erorderlich. ndernalls würden Meßehler durch Fehlanpassung zwischen Meßobjekt und Spektrumanalysator entstehen. Eine Transormation von 5 Ω au 75 Ω kann am einachsten durch einen 25-Ω-Serienwiderstand erolgen. Es wird damit eine geringe Einügedämpung erreicht (etwa,8 db), jedoch ist nur der 75-Ω-Eingang angepaßt. m usgang, der an den HF-Eingang des Spektrumanalysators angeschlossen ist, liegt Fehlanpassung vor (siehe Bild 4-a). Da die Eingangsimpedanz des Spektrumanalysators in der Praxis jedoch vom Idealwert 5 Ω abweicht, kann es speziell bei schlecht angepaßten Meßobjekten zu Meßehlern augrund von Mehrachrelexionen kommen. Vorteilhat ist daher die Verwendung von Transormationsgliedern, die an beiden nschlüssen angepaßt sind (z. B. Π- oder L-Glieder). Die Einügedämpung ist dabei unter Umständen höher. Ein wichtiges Qualitätsmerkmal des Spektrumanalysators ist das Eingangs-VSWR, das maßgeblich durch die Bestandteile des Frontends, also Eichleitung, Eingangsilter sowie erster Mischer, bestimmt wird. Diese Komponenten bilden das HF-Eingangsteil, dessen Funktion und Realisierung hier im Detail betrachtet wird. Zur Messung von Signalen mit hohem Pegel ist am Eingang des Spektrumanalysators ein in Stuen einstellbares Dämpungsglied (2)* vorgesehen. Mit dieser sogenannten Eichleitung kann der Signalpegel am Eingang des ersten Mischers, der Mischerpegel, eingestellt werden. Die Dämpung dieser Eichleitung (auch als RF ttenuation oder HF- Dämpung bezeichnet) ist üblicherweise in -db-stuen einstellbar. Für nwendungen, die eine hohe Meßdynamik erordern, werden in manchen a) b) Quelle Z = 75 Ω Quelle 75 Ω Ω 25 Ω 75 Ω 5 Ω Z E = 5 Ω Spektrumanalysator npaßglied Spektrumanalysator Z = 75 Ω Z E = 5 Ω * Die arbigen Klammer-Hinweise beziehen sich au das Blockschaltbild am Ende des Buches. Bild 4- Eingangsanpassung an 75 Ω mit Hile externer npaßglieder 34 35

18 Praktische Realisierung eines nalysators nalysatoren auch Eichleitungen mit einerer bstuung, etwa 5 db oder db, eingesetzt (siehe auch Kapitel 5.5, Dynamikbereich). Mit Hile eines Mischers (4) und eines Lokaloszillatorsignals (5) wird das Eingangssignal au eine Zwischenrequenz (ZF) umgesetzt. Für diese rt der Frequenzumsetzung gilt allgemein Umsetzung Eingangsilter Spiegelempangsstelle m ƒ LO ± n ƒ e = ƒ ZF (Gl. 4-) mit m, n, 2, LO Frequenz des Lokaloszillators e Frequenz des umzusetzenden Eingangssignals ZF Zwischenrequenz = ZF Betrachtet man nur die Grundwellen des Eingangs- und Lokaloszillatorsignals (m, n = ), so vereinacht sich Gl. 4- zu ZF e,u LO e,o Bild 4-2 Mehrdeutigkeit des Überlagerungsprinzips ƒ LO ± ƒ e = ƒ ZF (Gl. 4-2) bzw. augelöst nach e Umsetzung Überlappung von Eingangs- und Spiegelrequenzbereich ƒ e = ƒ LO ± ƒ ZF (Gl. 4-3) LO-Frequenzbereich Mit einem durchstimmbaren Lokaloszillator kann bei konstanter Zwischenrequenz ein weiter Eingangsrequenzbereich realisiert werden. Bei Betrachtung von Gl. 4-3 erkennt man jedoch, daß ür bestimmte Lokaloszillator- und Zwischenrequenzen stets zwei Empangsrequenzen existieren, ür die das Kriterium nach Gl. 4-2 erüllt wird (siehe Bild 4-2). Dies bedeutet, daß neben der erwünschten Empangsstelle eine sogenannte Spiegelempangsstelle existiert. Um die Eindeutigkeit dieses Konzepts zu gewährleisten, sind daher Eingangssignale bei solchen unerwünschten Spiegelempangsstellen mit Hile entsprechender Filter vor dem HF-Eingang des Mischers zu unterdrücken. ZF e,min LO,min Sp,min e,max Eingangsrequenzbereich Spiegelrequenzbereich LO,max Sp,max Bild 4-3 Eingangs- und Spiegelrequenzbereich (überlappend) Bild 4-3 verdeutlicht die Lage von Eingangs- und Spiegelrequenzbereich ür einen durchstimmbaren Empänger mit niedriger erster Zwischenrequenz. Ist der Eingangsrequenzbereich größer als 2 ZF, so überlappen sich die beiden Bereiche, d. h. um eine Spiegelrequenzunterdrückung ohne Beeinträchtigung des gewollten Eingangssignals zu erreichen, muß das Eingangsilter als abstimmbarer Bandpaß realisiert sein. Zur bdeckung eines ür moderne Spektrumanalysatoren typischen Frequenzbereichs von z.b. 9 khz bis 3 GHz ist dies wegen des weiten bstimmbereichs (mehrere Dekaden) jedoch nur mit erheblichem uwand möglich

19 Praktische Realisierung eines nalysators Wesentlich einacher hingegen ist das Prinzip der hohen ersten Zwischenrequenz (siehe Bild 4-4). Umsetzung Eingangsilter Eingangsrequenzbereich ZF = LO E ZF LO-Frequenzbereich Bild 4-4 Prinzip der hohen Zwischenrequenz Spiegelrequenzbereich ZF = Sp LO Der Spiegelrequenzbereich liegt dabei über dem Eingangsrequenzbereich. Da sich in diesem Fall beide Frequenzbereiche nicht überlappen, ist die Spiegelrequenzunterdrückung durch einen est abgestimmten Tiepaß möglich. Für die Umsetzung des Eingangssignals gilt hierbei ƒ ZF = ƒ LO ƒ e, (Gl. 4-4) bzw. ür die Spiegelempangsstelle ƒ ZF = ƒ Sp ƒ LO. (Gl. 4-5) Eingangsteil ür Frequenzen bis 3 GHz Das Konzept der hohen Zwischenrequenz wird in dem hier beschriebenen nalysator zur bdeckung des Frequenzbereichs von 9 khz bis 3 GHz realisiert. Nach der eingangsseitigen Eichleitung (2) olgt daher zunächst ein Tiepaß-Filter (3) zur Unterdrückung des Spiegelempangs. ugrund der begrenzten Isolation zwischen HF- und ZF-Tor sowie zwischen LO- und HF- Tor des ersten Mischers dient dieser Tiepaß auch zur Minimierung des ZF-Durchschlags bzw. der Lokaloszillatorstörstrahlung am HF-Eingang. Die erste Zwischenrequenz beträgt in diesem Beispiel 3476,4 MHz. Um den gesamten Eingangsrequenzbereich von 9 khz bis 3 GHz au 3476,4 MHz umsetzen zu können, muß das LO-Signal (5) im Frequenzbereich von 3476,49 MHz bis 6476,4 MHz abstimmbar sein. Daraus er- gibt sich nach Gl. 4-5 ein Spiegelrequenzbereich von 6952,89 MHz bis 9952,8 MHz. Messung an Signalen mit Gleichspannungsanteil Viele Spektrumanalysatoren, besonders Modelle, die eine sehr niedrige untere Eingangsrequenzgrenze auweisen (z. B. 2 Hz), sind gleichspannungsgekoppelt, d. h. zwischen HF-Eingang und erstem Mischer sind keine Koppelkondensatoren im Signaleld enthalten. n den Eingang eines Mischers dar aber keine Gleichspannung gelangen. Dies ührt in der Regel zur Zerstörung der Mischerdioden. Für Messungen an Signalen, die einen Gleichanteil auweisen, ist daher bei gleichspannungsgekoppelten Spektrumanalysatoren ein externer Koppelkondensator (sog. DC-Block) zu verwenden. Es ist dabei zu beachten, daß das Eingangssignal um die Einügedämpung dieses DC-Blocks gedämpt wird. Die Einügedämpung ist bei bsolutpegelmessungen zu berücksichtigen. Zum Schutz vor Zerstörung des ersten Mischers verügen manche Spektrumanalysatoren bereits über einen integrierten Koppelkondensator. Der Frequenzbereich wird dadurch nach unten eingeschränkt. Wechselspannungsgekoppelte nalysatoren haben daher eine höhere untere Eingangsrequenzgrenze, z. B. 9 khz. ls Lokaloszillator wird augrund des weiten bstimmbereichs und des niedrigen Phasenrauschens (siehe auch Kapitel 5.3, Phasenrauschen) weitab vom Träger meist ein YIG-Oszillator verwendet. Bei dieser Technologie wird die Schwingrequenz des Resonators mit einem Magneteld abgestimmt. Manche Spektrumanalysatoren verwenden auch VCOs (voltage controlled oscillator) als Lokaloszillatoren. Solche Oszillatoren verügen zwar über einen kleineren bstimmbereich als YIG-Oszillatoren, lassen sich aber mit deutlich höherer Geschwindigkeit abstimmen. Zur Erhöhung der Frequenzgenauigkeit bei der Darstellung des augenommenen Spektrums ist das LO-Signal synthetisiert, d. h. der Lokaloszillator ist über einen Phasenregelkreis (6) an ein Reerenzsignal (26) angebunden. Im Gegensatz zu analogen Spektrumanalysatoren erolgt die bstimmung der LO-Frequenz daher nicht kontinuierlich, sondern vielmehr in 38 39

20 Praktische Realisierung eines nalysators kleinen Schritten. Dabei ist die Schrittweite abhängig von der eingestellten ulösebandbreite. Schmale ulösebandbreiten erordern kleinere bstimmschritte, da andernalls Inormationen des Eingangsspektrums verloren gehen oder Pegelehler entstehen können. In Bild 4-5 ist dies mit einem Filter, das über den Eingangsrequenzbereich schrittweise abgestimmt wird, verdeutlicht. Um solche Fehler zu vermeiden, wird in der Praxis eine Schrittweite gewählt, die deutlich kleiner als die ulösebandbreite ist, z. B., RBW. Eingangssignal bstimmschritt >> ulösebandbreite e ngezeigtes Spektrum e Bild 4-5 uswirkungen einer zu großen bstimmschrittweite a) Eingangssignal geht völlig verloren b) Pegelehler bei der Darstellung des Eingangssignals Das Reerenzsignal wird üblicherweise durch einen temperaturkompensierten Quarzoszillator (TCXO) erzeugt. Zur Erhöhung der Frequenzgenauigkeit und Langzeitstabilität (siehe auch Kapitel 5.9, Frequenzgenauigkeit) ist ür die meisten Spektrumanalysatoren auch eine Oenquarzreerenz (OCXO) optional erhältlich. Zur Synchronisation mit anderen Meßgeräten wird die Reerenz (üblicherweise MHz) an einer usgangsbuchse (28) zur Verügung gestellt. Ebenso kann der Spektrumanalysator aber auch au ein extern zugeührtes Reerenzsignal synchronisiert werden (27). Steht nur eine Buchse zum Ein- bzw. uskoppeln eines Reerenzsignals zur Verügung, so ist deren Funktion meist von der Einstellung des Spektrumanalysators abhängig. Wie in Bild 3-9 zu erkennen, olgt nach der ersten Umsetzung bereits die ZF-Signalverarbeitung sowie die Detektion des ZF-Signals. Die Realisierung von schmalbandigen ZF-Filtern ist bei einer so hohen ZF jedoch kaum möglich, weshalb das ZF-Signal bei dem hier beschriebenen Konzept au eine niedrigere Zwischenrequenz, in diesem Beispiel 2,4 MHz, umgesetzt werden muß. 4 Eingangssignal bstimmschritt >> ulösebandbreite e ngezeigtes Spektrum e 2. Umsetzung Filter zur Spiegelrequenzunterdrückung 2. ZF Spiegel-. ZF empangs- stelle 2. LO Bild 4-6 Umsetzung von der hohen ersten ZF au eine niedrige zweite ZF Bei direkter Umsetzung au 2,4 MHz läge die Spiegelempangsstelle nur 2 2,4 MHz = 4,8 MHz neben dem umzusetzenden Signal bei 3476,4 MHz (siehe Bild 4-6). Die Unterdrückung dieser Spiegelempangsstelle ist aber wichtig, da augrund der begrenzten Isolation zwischen HF- und ZF-Tor von Mischern Signale vom Eingang auch direkt, d. h. ohne umgesetzt zu werden, au die erste ZF-Ebene gelangen können. Man nennt diesen Eekt ZF-Durchschlag (siehe Kapitel 5.6, Störestigkeit). Entspricht dabei die Frequenz des Eingangssignals der Spiegelrequenz der zweiten Umsetzung, so äußert sich dieser Eekt durch den sog. Spiegelempang der zweiten ZF. Ebenso können aber auch Eingangssignale unter bestimmten Bedingungen au die Spiegelrequenz der zweiten Umsetzung umgesetzt werden. Da die Umsetzdämpung von Mischern üblicherweise deutlich niedriger ist als deren Isolation zwischen HF- und ZF-Tor, ist diese rt von Spiegelempang wesentlich kritischer. ugrund der hohen Signalrequenz wäre bei einer niedrigen ZF von 2,4 MHz zur Spiegelunterdrückung ein sehr auwendiges Filter mit hoher Flankensteilheit notwendig. Es ist daher günstiger, das au die erste Zwischenrequenz umgesetzte Eingangssignal zunächst au eine mittlere ZF, in diesem Beispiel 44,4 MHz, umzusetzen. Hierzu ist ein est abgestimmtes LO-Signal () von 372 MHz notwendig, d. h. die Spiegelempangsstelle ür diese Umsetzung liegt bei 2667,6 MHz. Eine Spiegelunterdrückung mit Hile eines geeigneten Bandpaß-Filters (8) ist nun ohne weiteres möglich. Die Bandbreite dieses Bandpasses muß so groß sein, daß das Signal auch bei der größtmöglichen ulösebandbreite nicht beeinlußt wird. Zur Reduzierung des Gesamtrauschmaßes des nalysators wird das Eingangssignal vor der zweiten Umsetzung verstärkt (7). 4

Broadband EMI Noise Measurement in Time Domain

Broadband EMI Noise Measurement in Time Domain Broadband EMI Noise Measurement in Time Domain Florian Krug, Peter Russer Institute for High-Frequency Engineering Technische Universität München fkrug@ieee.org 1 Inhalt Einführung Time-Domain Electromagnetic

Mehr

Fourier - Transformation

Fourier - Transformation Fourier - Transformation Kurzversion 2. Sem. Prof. Dr. Karlheinz Blankenbach Hochschule Pforzheim, Tiefenbronner Str. 65 75175 Pforzheim Überblick / Anwendungen / Motivation: Die Fourier-Transformation

Mehr

Spectrumanalyzer bis 100 MHz

Spectrumanalyzer bis 100 MHz . DL2JWL Wolfgang Lässig Sonnenstrasse 45 09337 Hohenstein-Ernstthal Tel. 0179 533 77 49 Spectrumanalyzer bis 100 MHz.......... Vorwort Jeder der sich mit Selbstbau von Sendern und Empfängern beschäftigt,

Mehr

Die Schicht unterhalb von GSM/UMTS, DSL, WLAN & DVB

Die Schicht unterhalb von GSM/UMTS, DSL, WLAN & DVB Die Schicht unterhalb von GSM/UMTS, DSL, WLAN & DVB Wie kommen die Bits überhaupt vom Sender zum Empfänger? (und welche Mathematik steckt dahinter) Vergleichende Einblicke in digitale Übertragungsverfahren

Mehr

Laborübung: Oszilloskop

Laborübung: Oszilloskop Laborübung: Oszilloskop Die folgenden Laborübungen sind für Studenten gedacht, welche wenig Erfahrung im Umgang mit dem Oszilloskop haben. Für diese Laborübung wurde eine Schaltung entwickelt, die verschiedene

Mehr

Digitale Signalbearbeitung und statistische Datenanalyse

Digitale Signalbearbeitung und statistische Datenanalyse Digitale Signalbearbeitung und statistische Datenanalyse Teil 5 8 Aus ontinuierlichem Signal werden in onstanten Zeitintervallen Daten entnommen ontinuierliches Signal x(t) Einheitsimpulsfuntion Gewichtete

Mehr

Das Oszilloskop. TFH Berlin Messtechnik Labor Seite 1 von 5. Datum: 05.01.04. von 8.00h bis 11.30 Uhr. Prof. Dr.-Ing.

Das Oszilloskop. TFH Berlin Messtechnik Labor Seite 1 von 5. Datum: 05.01.04. von 8.00h bis 11.30 Uhr. Prof. Dr.-Ing. TFH Berlin Messtechnik Labor Seite 1 von 5 Das Oszilloskop Ort: TFH Berlin Datum: 05.01.04 Uhrzeit: Dozent: Arbeitsgruppe: von 8.00h bis 11.30 Uhr Prof. Dr.-Ing. Klaus Metzger Mirko Grimberg, Udo Frethke,

Mehr

High-End-Netzwerkanalysator zukunftsweisend und extrem schnell

High-End-Netzwerkanalysator zukunftsweisend und extrem schnell ALLGEMEINE MESSTECHNIK Netzwerkanalysatoren Vektor-Netzwerkanalysator R&S ZVA High-End-Netzwerkanalysator zukunftsweisend und extrem schnell Die neue High-End-Netzwerkanalysator-Generation R&S ZVA bietet

Mehr

3.Transistor. 1 Bipolartransistor. Christoph Mahnke 27.4.2006. 1.1 Dimensionierung

3.Transistor. 1 Bipolartransistor. Christoph Mahnke 27.4.2006. 1.1 Dimensionierung 1 Bipolartransistor. 1.1 Dimensionierung 3.Transistor Christoph Mahnke 7.4.006 Für den Transistor (Nr.4) stand ein Kennlinienfeld zu Verfügung, auf dem ein Arbeitspunkt gewählt werden sollte. Abbildung

Mehr

Oszilloskope. Fachhochschule Dortmund Informations- und Elektrotechnik. Versuch 3: Oszilloskope - Einführung

Oszilloskope. Fachhochschule Dortmund Informations- und Elektrotechnik. Versuch 3: Oszilloskope - Einführung Oszilloskope Oszilloskope sind für den Elektroniker die wichtigsten und am vielseitigsten einsetzbaren Meßgeräte. Ihr besonderer Vorteil gegenüber anderen üblichen Meßgeräten liegt darin, daß der zeitliche

Mehr

1 Allgemeine Angaben. 2 Vorbereitungen. Gruppen Nr.: Name: Datum der Messungen: 1.1 Dokumentation

1 Allgemeine Angaben. 2 Vorbereitungen. Gruppen Nr.: Name: Datum der Messungen: 1.1 Dokumentation 1 Allgemeine Angaben Gruppen Nr.: Name: Datum der Messungen: 1.1 Dokumentation Dokumentieren Sie den jeweiligen Messaufbau, den Ablauf der Messungen, die Einstellungen des Generators und des Oscilloscopes,

Mehr

Qualifizierung und Test. von Hochfrequenz Leiterplatten in der Serienproduktion

Qualifizierung und Test. von Hochfrequenz Leiterplatten in der Serienproduktion Qualifizierung und Test von Hochfrequenz Leiterplatten in der Serienproduktion Produkte von Rohde & Schwarz Geräte und Systeme für die Mess- und Sendertechnik Signal Generatoren Spektrum Analysatoren Oszilloskope

Mehr

Kapitel 4: Analoge Modulationsverfahren

Kapitel 4: Analoge Modulationsverfahren ZHW, NTM, 2005-06, Rur 4-1 Kapitel 4: Analoge Modulationsverahren Inhaltsverzeichnis 4.1. EINLEITUNG...2 4.2. AMPLITUDENMODULATION...3 4.2.1. FREQUENZTRANSLATION DURCH MISCHUNG...3 4.2.2. KOHÄRENTE AM-DEMODULATION...6

Mehr

Gruppe: 1/8 Versuch: 4 PRAKTIKUM MESSTECHNIK VERSUCH 5. Operationsverstärker. Versuchsdatum: 22.11.2005. Teilnehmer:

Gruppe: 1/8 Versuch: 4 PRAKTIKUM MESSTECHNIK VERSUCH 5. Operationsverstärker. Versuchsdatum: 22.11.2005. Teilnehmer: Gruppe: 1/8 Versuch: 4 PRAKTIKUM MESSTECHNIK VERSUCH 5 Operationsverstärker Versuchsdatum: 22.11.2005 Teilnehmer: 1. Vorbereitung 1.1. Geräte zum Versuchsaufbau 1.1.1 Lawinendiode 1.1.2 Photomultiplier

Mehr

Prinzipien der Signalaufbereitung im UMTS Mobilfunk

Prinzipien der Signalaufbereitung im UMTS Mobilfunk Prinzipien der Signalaufbereitung im UMTS Mobilfunk Darko Rozic Lehrstuhl für Messtechnik Universität Wuppertal Einführung Seit der Einführung des Global System for Mobile Communications (GSM) um 1990

Mehr

Das Oszilloskop. Tina Gruhl Projektlabor SS 2009

Das Oszilloskop. Tina Gruhl Projektlabor SS 2009 Das Oszilloskop Tina Gruhl Projektlabor SS 2009 Das Oszilloskop Einführung Funktionsweise des Oszilloskops Analoges Oszilloskop Digitales Oszilloskop Bedienung des digitalen Oszilloskops Le Croy Wavesurfer

Mehr

Grundlagen der Elektro-Proportionaltechnik

Grundlagen der Elektro-Proportionaltechnik Grundlagen der Elektro-Proportionaltechnik Totband Ventilverstärkung Hysterese Linearität Wiederholbarkeit Auflösung Sprungantwort Frequenzantwort - Bode Analyse Der Arbeitsbereich, in dem innerhalb von

Mehr

Bild 1: Messaufbau zur Messung des 1-W-Verstärkers des FA-SDR-TRX in einer speziellen Messfassung; Ausgangsleistung 1 W PEP Fotos und Screenshots:

Bild 1: Messaufbau zur Messung des 1-W-Verstärkers des FA-SDR-TRX in einer speziellen Messfassung; Ausgangsleistung 1 W PEP Fotos und Screenshots: RIGOL-Spektrumanalysatoren in der Funkamateurpraxis Dipl.-Ing. HARALD ARNOLD DL2EWN Fortschritte in der Schaltkreisentwicklung ermöglichen inzwischen die Produktion hochwertiger und dennoch preiswerter

Mehr

Der Bipolar-Transistor und die Emitterschaltung Gruppe B412

Der Bipolar-Transistor und die Emitterschaltung Gruppe B412 TECHNISCHE UNIVERSITÄT MÜNCHEN Der Bipolar-Transistor und die Emitterschaltung Gruppe B412 Patrick Christ und Daniel Biedermann 16.10.2009 1. INHALTSVERZEICHNIS 1. INHALTSVERZEICHNIS... 2 2. AUFGABE 1...

Mehr

Spectrum Analyzer HM5510 / HM5511

Spectrum Analyzer HM5510 / HM5511 Spectrum Analyzer HM5510 / HM5511 Handbuch / Manual Deutsch / English / Français Hersteller HAMEG Instruments GmbH KONFORMITÄTSERKLÄRUNG Manufacturer Industriestraße 6 DECLARATION OF CONFORMITY Fabricant

Mehr

1 Digital Oszilloskop

1 Digital Oszilloskop 1 Digital Oszilloskop Beim digitalen Oszilloskop wird das Signal im Erfassungssystem durch den Analog-Digital- Umsetzer an zeitdiskreten Punkten abgetastet und wandelt die Signalspannung an diesen Punkten

Mehr

Tontechnik 2. DA-Wandlung. DA-Wandlung (Übersicht) Hold-Schaltung. Prof. Oliver Curdt Audiovisuelle Medien HdM Stuttgart

Tontechnik 2. DA-Wandlung. DA-Wandlung (Übersicht) Hold-Schaltung. Prof. Oliver Curdt Audiovisuelle Medien HdM Stuttgart Tontechnik 2 DA-Wandlung Audiovisuelle Medien HdM Stuttgart Quelle: Michael Dickreiter, Handbuch der Tonstudiotechnik DA-Wandlung (Übersicht) Hold-Schaltung 1 DA-Wandlung Rückgewinnung analoger Spannungswerte

Mehr

SDR# Software Defined Radio

SDR# Software Defined Radio SDR# Software Defined Radio Beispiel von DVB T USB Stick und SDR Receiver Frequenz 24 1700MHz Frequenz 0,1 2000MHz, mit Down Converter für KW Treiber und Software http://sdrsharp.com/#download 1 Nach dem

Mehr

Überblick über Empfängerschaltungen

Überblick über Empfängerschaltungen Überblick über Empfängerschaltungen Antenne LNA IF Roland Pfeiffer 6. Vorlesung Auswahl einer Empfängerschaltung Ihr Chef stellt Ihnen die Aufgabe, eine optimale Empfängerschaltung für ein Single-Chip-Handy

Mehr

WCDMA-3GPP-Applikationsfirmware R&S FS-K72/-K73

WCDMA-3GPP-Applikationsfirmware R&S FS-K72/-K73 WCDMA-3GPP-Applikationsfirmware R&S FS-K72/-K73 3GPP-Sendermessungen an Basisstationen und Modulen mit dem Signalanalysator R&S FSQ und den Spektrumanalysatoren R&S FSU und R&S FSP Erweiterung der Analysator-Familien

Mehr

Klausur WS2011/12: MFT 59108 / HF-Elektronik 54202. Mikrowellentechnik / Hochfrequenzelektronik

Klausur WS2011/12: MFT 59108 / HF-Elektronik 54202. Mikrowellentechnik / Hochfrequenzelektronik Name: Matr.-Nr.: Unterschrift: Klausur WS2011/12: MFT 59108 / HF-Elektronik 54202 Mikrowellentechnik / Hochfrequenzelektronik Tag der Prüfung: 15.03.2012 Zeit: 08:30-11:30 Prüfer: Prof. Dr.-Ing. H. Heuermann

Mehr

Praktikum Nr. 3. Fachhochschule Bielefeld Fachbereich Elektrotechnik. Versuchsbericht für das elektronische Praktikum

Praktikum Nr. 3. Fachhochschule Bielefeld Fachbereich Elektrotechnik. Versuchsbericht für das elektronische Praktikum Fachhochschule Bielefeld Fachbereich Elektrotechnik Versuchsbericht für das elektronische Praktikum Praktikum Nr. 3 Manuel Schwarz Matrikelnr.: 207XXX Pascal Hahulla Matrikelnr.: 207XXX Thema: Transistorschaltungen

Mehr

Spectrum Analyzer HM5510

Spectrum Analyzer HM5510 Spectrum Analyzer HM5510 Handbuch / Manual / Manuel / Manual Deutsch / English / Français / Español Allgemeine Hinweise zur CE-Kennzeichnung Hersteller HAMEG Instruments GmbH KONFORMITÄTSERKLÄRUNG Manufacturer

Mehr

Aufgabenbeschreibung Oszilloskop und Schaltkreise

Aufgabenbeschreibung Oszilloskop und Schaltkreise Aufgabenbeschreibung Oszilloskop und Schaltkreise Vorbereitung: Lesen Sie den ersten Teil der Versuchsbeschreibung Oszillograph des Anfängerpraktikums, in dem die Funktionsweise und die wichtigsten Bedienungselemente

Mehr

Kirstin Hübner Armin Burgmeier Gruppe 15 10. Dezember 2007

Kirstin Hübner Armin Burgmeier Gruppe 15 10. Dezember 2007 Protokoll zum Versuch Transistorschaltungen Kirstin Hübner Armin Burgmeier Gruppe 15 10. Dezember 2007 1 Transistor-Kennlinien 1.1 Eingangskennlinie Nachdem wir die Schaltung wie in Bild 13 aufgebaut hatten,

Mehr

High-Speed Optical Transmission Systems Grundlagen der numerischen Simulation

High-Speed Optical Transmission Systems Grundlagen der numerischen Simulation High-Speed Optical Transmission Systems Grundlagen der numerischen Simulation 8. Februar 2 In dieser Übung sollen einige Grundlagen der numerischen Simulation mit dem Programm VPItransmissionMaker behandelt

Mehr

Inhaltsverzeichnis. 1. Einleitung

Inhaltsverzeichnis. 1. Einleitung Inhaltsverzeichnis 1. Einleitung 1.1 Das Analogoszilloskop - Allgemeines 2. Messungen 2.1 Messung der Laborspannung 24V 2.1.1 Schaltungsaufbau und Inventarliste 2.2.2 Messergebnisse und Interpretation

Mehr

R&S ATCMC16 Air Traffic Control Multikoppler Aktive 16-fach-VHF/UHFSignalverteilung

R&S ATCMC16 Air Traffic Control Multikoppler Aktive 16-fach-VHF/UHFSignalverteilung ATCMC16_bro_de_5214-0382-11.indd 1 Produktbroschüre 03.00 Sichere Kommunikation Air Traffic Control Multikoppler Aktive 16-fach-VHF/UHFSignalverteilung 22.08.2013 13:28:28 Air Traffic Control Multikoppler

Mehr

Diphone Studio. Teil 3 Analyse resonanter Modelle und Chant-Synthese. Hans Tutschku tutschku@ircam.fr

Diphone Studio. Teil 3 Analyse resonanter Modelle und Chant-Synthese. Hans Tutschku tutschku@ircam.fr Diphone Studio Teil 3 Analyse resonanter Modelle und Chant-Synthese Hans Tutschku tutschku@ircam.fr Der Artikel bezieht eine Sammlung von Beispielklängen ein, die auf folgender web-adresse angehört werden

Mehr

Kopplungsnetzwerke ENY21 und ENY41

Kopplungsnetzwerke ENY21 und ENY41 Version 04.00 Kopplungsnetzwerke ENY21 und ENY41 August 2008 Für Störaussendungs- und Störfestigkeitsmessungen an ungeschirmten, symmetrischen Telekommunikationsschnittstellen Vierdraht- und Zweidraht-Netzwerke

Mehr

Optischer Rückkanalempfänger SEO 120

Optischer Rückkanalempfänger SEO 120 Optischer Rückkanalempfänger SEO 120 Erz.-Nr. 88650359 Systembeschreibung INHALTSVERZEICHNIS 1 DOKUMENT UND ÄNDERUNGSSTÄNDE 3 2 EINLEITUNG 4 3 TECHNISCHE BESCHREIBUNG 4 4 TECHNISCHE DATEN 6 4.1 Systemdaten

Mehr

Bedienungsanleitung für das Tektronix Oszilloskop TDS 2002B

Bedienungsanleitung für das Tektronix Oszilloskop TDS 2002B Bedienungsanleitung für das Tektronix Oszilloskop TDS 2002B 1.0 Darstellen von Spannungsverläufen periodischer Signale Um das Gerät in Betrieb zu nehmen, schalten Sie es zunächst mit dem Netzschalter,

Mehr

Spektrumanalysator FSP

Spektrumanalysator FSP Produktbroschüre Version 09.01 Spektrumanalysator FSP Februar 2005 Features 21-cm-TFT Farbdisplay Auflösebandbreite 1 Hz bis 10 MHz RMS-Detektor für schnelle und reproduzierbare Messungen an digital modulierten

Mehr

Abb. 1 Akustikprüfstand, gemessene Geschwindigkeitsprofile hinter der Mehrlochblende (links); Spektrogramm der Mehrlochblende (rechts)

Abb. 1 Akustikprüfstand, gemessene Geschwindigkeitsprofile hinter der Mehrlochblende (links); Spektrogramm der Mehrlochblende (rechts) IGF-Vorhaben Nr. 17261 N/1 Numerische Berechnung des durch Turbulenz erzeugten Innenschalldruckpegels von Industriearmaturen auf der Basis von stationären Strömungsberechnungen (CFD) Die Vorhersage der

Mehr

Störströme führen über Impedanzen zur Funkstörspannung. Abbildung 1 zeigt den prinzipiellen Stromfluss von Störströmen in einem Schaltnetzteil.

Störströme führen über Impedanzen zur Funkstörspannung. Abbildung 1 zeigt den prinzipiellen Stromfluss von Störströmen in einem Schaltnetzteil. Von Stefan Klein 1. Motivation zum Netzfilter Schaltnetzteile führen zu leitungsgebundenen Störungen, weil sie auf der Netzseite eine Funkstörspannung erzeugen. Dadurch können andere am Netz versorgte

Mehr

Allgemeine Beschreibung von Blockcodes

Allgemeine Beschreibung von Blockcodes Allgemeine Beschreibung von Blockcodes Bei Blockcodierung wird jeweils eine Sequenz von m q binären Quellensymbolen (M q = 2) durch einen Block von m c Codesymbolen mit dem Symbolumfang M c dargestellt.

Mehr

Frequenzgang eines RC-Tiefpasses (RC-Hochpasses)

Frequenzgang eines RC-Tiefpasses (RC-Hochpasses) 51 Frequenzgang eines RC-Tiepasses (RC-Hochpasses) EBll-2 Augabe In dieser Übung soll ein RC-Tiepaß bzw. wahlweise eln RC- Hochpaß mit R = 10 kq und C = 22 nf augebaut und Deßtechnisch untersucht werden.

Mehr

Mathematica - Notebooks als Bonusmaterial zum Lehrbuch

Mathematica - Notebooks als Bonusmaterial zum Lehrbuch R. Brigola, TH Nürnberg Georg Simon Ohm, 2014 Mathematica - Notebooks als Bonusmaterial zum Lehrbuch [1] Rolf Brigola Fourier-Analysis und Distributionen, Eine Einführung mit Anwendungen, edition swk,

Mehr

Probeklausur Signale + Systeme Kurs TIT09ITA

Probeklausur Signale + Systeme Kurs TIT09ITA Probeklausur Signale + Systeme Kurs TIT09ITA Dipl.-Ing. Andreas Ströder 13. Oktober 2010 Zugelassene Hilfsmittel: Alle außer Laptop/PC Die besten 4 Aufgaben werden gewertet. Dauer: 120 min 1 Aufgabe 1

Mehr

Versuch 5.1 B Operationsverstärkerschaltungen und Computersimulation elektronischer Schaltungen

Versuch 5.1 B Operationsverstärkerschaltungen und Computersimulation elektronischer Schaltungen Versuch 5.1 B Operationsverstärkerschaltungen und Computersimulation elektronischer Schaltungen Bei diesem Versuch sollen Sie mit den grundlegenden Eigenschaften und Anwendungen von Operationsverstärkern

Mehr

Entwicklung einer digitalen Übertragungsstrecke mit Einplatinencomputern zur Signalanalyse

Entwicklung einer digitalen Übertragungsstrecke mit Einplatinencomputern zur Signalanalyse Entwicklung einer digitalen mit Einplatinencomputern zur Signalanalyse Philipp Urban Jacobs p.1 Inhalt 1 Motivation 2 Grundlagen 3 Umsetzung 4 Verifizierung 5 Fazit p.2 Motivation Signalgenerator ADC Gertboard

Mehr

Elektromagnetische Verträglichkeit Versuch 1

Elektromagnetische Verträglichkeit Versuch 1 Fachhochschule Osnabrück Labor für Elektromagnetische Verträglichkeit Elektromagnetische Verträglichkeit Versuch 1 Kopplungsmechanismen auf elektrisch kurzen Leitungen Versuchstag: Teilnehmer: Testat:

Mehr

2 Die wesentlichen Teile der in der optischen Spektroskopie benutzten Apparaturen

2 Die wesentlichen Teile der in der optischen Spektroskopie benutzten Apparaturen 2 Die wesentlichen Teile der in der optischen Spektroskopie benutzten Apparaturen 2.1 Lichtquellen In Abb. 2.1 sind die Spektren einiger Lichtquellen dargestellt, die in spektroskopischen Apparaturen verwendet

Mehr

R&S CLG Cable Load Generator Simulation vollständig belegter analoger und digitaler Kabelfernsehnetze

R&S CLG Cable Load Generator Simulation vollständig belegter analoger und digitaler Kabelfernsehnetze Rundfunk Produktbroschüre 01.00 R&S CLG Cable Load Generator Simulation vollständig belegter analoger und digitaler Kabelfernsehnetze R&S CLG Cable Load Generator Auf einen Blick Der R&S CLG Cable Load

Mehr

Kursübersicht "Signale und Systeme"

Kursübersicht Signale und Systeme Kursübersicht "Signale und Systeme" SiSy, Einleitung, 1 SiSy HS2014: Zeitplan ET13a Signale analog Systeme analog Signale digital Kursübersicht "Signale und Systeme" SiSy, Einleitung, 2 Unterlagen siehe

Mehr

Übungsaufgaben zum 2. Versuch. Elektronik 1 - UT-Labor

Übungsaufgaben zum 2. Versuch. Elektronik 1 - UT-Labor Übungsaufgaben zum 2. Versuch Elektronik 1 - UT-Labor Bild 2: Bild 1: Bild 4: Bild 3: 1 Elektronik 1 - UT-Labor Übungsaufgaben zum 2. Versuch Bild 6: Bild 5: Bild 8: Bild 7: 2 Übungsaufgaben zum 2. Versuch

Mehr

Prof. Dr.-Ing. H. Heuermann

Prof. Dr.-Ing. H. Heuermann Hochfrequenztechnik WS 2007/08 Prof. Dr.-Ing. H. Heuermann Oszilloskope Autor: Jihad Lyamani 1 Geschichte und Entwicklung: Als erstes soll die Frage geklärt werden, warum man ein Oszilloskop erfunden hat

Mehr

Versuch 3: Kennlinienfeld eines Transistors der Transistor als Stromverstärker

Versuch 3: Kennlinienfeld eines Transistors der Transistor als Stromverstärker Bergische Universität Wuppertal Praktikum Fachbereich E Werkstoffe und Grundschaltungen Bachelor Electrical Engineering Univ.-Prof. Dr. T. Riedl WS 20... / 20... Hinweis: Zu Beginn des Praktikums muss

Mehr

Kapitel 4 Leitungscodierung

Kapitel 4 Leitungscodierung Kapitel 4 Leitungscodierung Prof. Dr. Dirk W. Hoffmann Hochschule Karlsruhe w University of Applied Sciences w Fakultät für Informatik Übersicht Quelle Senke Kompression Huffman-, Arithmetische-, Lempel-Ziv

Mehr

FUNKERFASSUNG Monitoring-Systeme

FUNKERFASSUNG Monitoring-Systeme PC-basierte leistungsfähige Signal Die Software GX430 ist eine einkanalige Lösung von Rohde&Schwarz für die Analyse und Verarbeitung analoger und digitaler HF- / VHF- / UHF-Signale. Zusammen mit einem

Mehr

GF(2 2 ) Beispiel eines Erweiterungskörpers (1)

GF(2 2 ) Beispiel eines Erweiterungskörpers (1) GF(2 2 ) Beispiel eines Erweiterungskörpers (1) Im Kapitel 2.1 wurde bereits gezeigt, dass die endliche Zahlenmenge {0, 1, 2, 3} q = 4 nicht die Eigenschaften eines Galoisfeldes GF(4) erfüllt. Vielmehr

Mehr

Spannungsstabilisierung

Spannungsstabilisierung Spannungsstabilisierung 28. Januar 2007 Oliver Sieber siebero@phys.ethz.ch 1 Inhaltsverzeichnis 1 Zusammenfassung 4 2 Einführung 4 3 Bau der DC-Spannungsquelle 5 3.1 Halbwellengleichrichter........................

Mehr

Oszilloskop HP 54600A

Oszilloskop HP 54600A Oszilloskop HP 54600A Grundeinstellungen Einstellen eines Eingangsignals: Schliessen Sie den Osziloskopkabel an die BNC Buchse des Osziloskops an, beachten Sie dabei, dass die Masse des Osziloskopkabels

Mehr

Einführung in die Robotik Analog-Digital und Digital-Analog Wandler

Einführung in die Robotik Analog-Digital und Digital-Analog Wandler Einführung in die Robotik Analog-Digital und Digital-Analog Wandler Mohamed Oubbati Institut für Neuroinformatik Tel.: (+49) 73 / 5 2453 mohamed.oubbati@uni-ulm.de 3.. 22 Analog-Digital (A/D) Wandler Digital

Mehr

Mi-Do. 25.8.20100. Datum:

Mi-Do. 25.8.20100. Datum: Objekt: Ort: Datum: klg8-7a SZ Mi-Do. 25.8.20100 Messung Zeit Dauer Messwert berechnet ICNIRP Freq. Messung Zeit Dauer Messwert Salzburg ICNIRP Freq. Freq. XY-MAG Stunde Minuten nt nt % Hz Stunde Minuten

Mehr

Zusatzinfo LS11. Funktionsprinzipien elektrischer Messgeräte Version vom 26. Februar 2015

Zusatzinfo LS11. Funktionsprinzipien elektrischer Messgeräte Version vom 26. Februar 2015 Funktionsprinzipien elektrischer Messgeräte Version vom 26. Februar 2015 1.1 analoge Messgeräte Fließt durch einen Leiter, welcher sich in einem Magnetfeld B befindet ein Strom I, so wirkt auf diesen eine

Mehr

ADSL über ISDN-Basisanschlüsse

ADSL über ISDN-Basisanschlüsse ADSL über ISDN-Basisanschlüsse Thomas Keßler und Werner Henkel Deutsche Telekom AG, Technologiezentrum, Postfach 10 00 03, 64276 Darmstadt Zusammenfassung Für ADSL-Kunden mit ISDN-Basisanschluß müssen

Mehr

Arbeiten mit dem Oszilloskop

Arbeiten mit dem Oszilloskop Start Experimente Grundlagen - Oszi 1 - Oszi 2 - Oszi 3 Arbeiten mit dem Oszilloskop Wer sich ernsthaft mit Elektronik auseinandersetzen möchte, kommt ohne ein Oszilloskop nicht aus. Einfache Modelle sind

Mehr

Digitale Modulation mit MFSK

Digitale Modulation mit MFSK Hochschule für Technik und Informatik ICT Grundlagen Fachbereich Elektro- und Kommunikationstechnik Übung ICT-4 1 Ziele der Übung Digitale Modulation mit MFSK Modellaufbau eines kompletten Datenübertragungssystems.

Mehr

Ermittlung und Bewertung der elektromagnetischen Exposition durch WLAN-Techniken Sind wir gefährdet?

Ermittlung und Bewertung der elektromagnetischen Exposition durch WLAN-Techniken Sind wir gefährdet? Inhouse-Vernetzung von Schulen, 13.2.2007 Ermittlung und Bewertung der elektromagnetischen Exposition durch WLAN-Techniken Sind wir gefährdet? Dr. Christian Bornkessel, IMST GmbH, Carl-Friedrich-Gauß-Str.

Mehr

Grundlagen zeitveränderlicher Signale, Analyse von Systemen der Audio- und Videotechnik

Grundlagen zeitveränderlicher Signale, Analyse von Systemen der Audio- und Videotechnik 3. Nichperiodische Signale 3.1 ω ω ω dω Nichperiodische Signale endlicher Länge Die Fourierransformaion zerleg nichperiodische Signale endlicher Länge in ein koninuierliches endliches Frequenzspekrum.

Mehr

Powernet EIB System. Aktor. C D Technische Daten: Versorgung extern

Powernet EIB System. Aktor. C D Technische Daten: Versorgung extern Produktname: Binärein-/ausgang 2/2fach 16 A REG Bauform: Reiheneinbau Artikel-Nr.: 0439 00 ETS-Suchpfad: Gira Giersiepen, Ein/Ausgabe, Binär/binär, Binärein-/ausgang 2/2fach REG Funktionsbeschreibung:

Mehr

DFT und FFT. Anwendung, Herleitung und Implementierung in C/C++ Dr. Robert Heß Dezember 2010

DFT und FFT. Anwendung, Herleitung und Implementierung in C/C++ Dr. Robert Heß Dezember 2010 DFT und FFT Anwendung, Herleitung und Implementierung in C/C++ Dr. Robert Heß Dezember 010 Inhaltsverzeichnis 1 Einführung 1 Anwendungen.1 Spektrum-Analyser................................ Equalizer.....................................3

Mehr

Einführung in die Netzwerkanalyse

Einführung in die Netzwerkanalyse Einführung in die Netzwerkanalyse am Beispiel des DG8SAQ-Networkanalyzers Horst Germann DL6NDW DARC OV München-Nord, C12 3. Mai 2011 1 Was kann man messen? Eintore (Zweipole): Antennen Antennen mit Anschlußkabeln...

Mehr

Breitbandwobbeln mit Rohde&Schwarz SME03 und Advantest R4136 Spectrum Analyzer

Breitbandwobbeln mit Rohde&Schwarz SME03 und Advantest R4136 Spectrum Analyzer Breitbandwobbeln mit Rohde&Schwarz SME03 und Advantest R4136 Spectrum Analyzer 1 Einleitung Normalerweise mache ich Wobbel- und Anpassungsmessungen mit meinem HP8558B Spectrum-Analyzer, dem dazu passenden

Mehr

Schwingungsanalyse an elektrischen Maschinen

Schwingungsanalyse an elektrischen Maschinen Schwingungsanalyse an elektrischen Maschinen Wolfgang Hüttl Oskar-von-Miller Str. 2, D-86356 Neusäß Tel.: +49 821 48 001-55, Fax: +49 821 48 001-40 E-Mail: wolfgang.huettl@amserv.de Internet: www.amserv.de

Mehr

Wie man sich mit einem kleinen Kästchen ( 35x 55 mm) 6 Wochen beschäftigen kann!

Wie man sich mit einem kleinen Kästchen ( 35x 55 mm) 6 Wochen beschäftigen kann! Wie man sich mit einem kleinen Kästchen ( 35x 55 mm) 6 Wochen beschäftigen kann! Nach mehreren Aufbauten von Vorverstärkern für 2m und 70 cm sollten nun auch die Parameter dieser Verstärker gemessen werden.

Mehr

182.692 Elektrotechnische Grundlagen [LU] Einführung in die Verwendung des Oszilloskops

182.692 Elektrotechnische Grundlagen [LU] Einführung in die Verwendung des Oszilloskops 182.692 Elektrotechnische Grundlagen [LU] Einführung in die Verwendung des Oszilloskops Institut für Technische Informatik TECHNISCHE UNIVERSITÄT WIEN AGILENT TECHNOLOGIES DSO-X 3034 A Alle Oszilloskope,

Mehr

Optimierung des Energieverbrauchs eingebetteter Software

Optimierung des Energieverbrauchs eingebetteter Software Optimierung des Energieverbrauchs eingebetteter Software Welchen Einfluss hat eine Programmänderung auf den Energiebedarf einer Applikation? Welcher Programmteil verursacht den größten Energieverbrauch?

Mehr

BK 600 Optischer Rückkanalempfänger SEO 121

BK 600 Optischer Rückkanalempfänger SEO 121 Funea Broadband Services bv BK 600 Optischer Rückkanalempfänger Gouden Rijderstraat 1 Postbus 57 4900 AB Oosterhout T: +31 (0) 162 475 800 F: + 31(0) 162 455 751 E: info@funea.com I : www.funea.com hr

Mehr

Radartutorial (www.radartutorial.eu) Radartutorial. Buch 7 Intrapulse Modulation

Radartutorial (www.radartutorial.eu) Radartutorial. Buch 7 Intrapulse Modulation Radartutorial Buch 7 Intrapulse Modulation Die vorliegende Ausbildungshilfe ist eine Zusammenfassung von Seiten der Internetpräsentation Radargrundlagen auf www.radartutorial.eu. Hinweis: Dieses Buch ist

Mehr

R&S FS-K130PC Distortion Analysis Software Verstärkermodellierung und -linearisierung

R&S FS-K130PC Distortion Analysis Software Verstärkermodellierung und -linearisierung FS-K130_bro_de_5214-4113-11.indd 1 Produktbroschüre 03.00 Messtechnik R&S FS-K130PC Distortion Analysis Software Verstärkermodellierung und -linearisierung 02.10.2014 12:20:45 R&S FS-K130PC Distortion

Mehr

Messungen in digitalen Übertragungssystemen am Beispiel DVB-T

Messungen in digitalen Übertragungssystemen am Beispiel DVB-T NACHRICHTENTECHNISCHES PRAKTIKUM Messungen in digitalen Übertragungssystemen am Beispiel DVB-T Version 1-1 Datum: 21.06.2004 Erstellt von: Dipl.-Ing. P. Schlegel und T. Kuhn Institut für Nachrichtentechnik

Mehr

1090/606 4 Kanal-Video-Umschalter

1090/606 4 Kanal-Video-Umschalter MV006500 / 10-2008 Allgemeines 1090/606 4 Kanal-Video-Umschalter Der Umschalter 1090/606, ist ein hochwertiger Mikroprozessor gesteuerter Video-Umschalter, der geeignet ist bis zu vier Kameras oder Videosignale

Mehr

2-fach Binäreingang, UP Typ: 6963 U

2-fach Binäreingang, UP Typ: 6963 U Der 2-fach Binäreingang dient zur Abfrage von 230V-Kontakten und kann in in handelsübliche UP-Dosen oder Feuchtraum-Abzweigdosen eingesetzt werden. Ebenso ermöglicht das Gerät die problemlose Integration

Mehr

03/2012. Helmut Schenk, Geschäftsführer KWS-Electronic GmbH

03/2012. Helmut Schenk, Geschäftsführer KWS-Electronic GmbH 03/2012 Helmut Schenk, Geschäftsführer KWS-Electronic GmbH Copyright KWS-Electronic GmbH, Inc. 2012 - Alle Rechte vorbehalten - Vortrag 2012 1 ANBTENNENMESSEMPFÄNGER AMA 310 Für Analog-TV und DVB Möglich

Mehr

Bivariate Zeitreihenanalyseverfahren Tests auf Nichtlinearität

Bivariate Zeitreihenanalyseverfahren Tests auf Nichtlinearität Bivariate Zeitreihenanalseverahren Tests au Nichtlinearität Skewness, Kurtosis ür zirkuläre Maße z.b. Phasenkohärenz R Problem: nur statische Nichtlinearitäten Statistik Ansatz: transormiere Phasen Phasendierenzen

Mehr

Wellenwiderstands- und Reexionsmessgerät TDR 3000

Wellenwiderstands- und Reexionsmessgerät TDR 3000 Wellenwiderstands- und Reexionsmessgerät TDR 3000 Wellenwiderstands- und Reexionsmessgerät TDR 3000 ˆ Handliches Wellenwiderstands-Messgerät nach dem Verfahren der Time-Domain-Reectometrie (TDR) ˆ Integrierter

Mehr

TRANSRADIO SenderSysteme Berlin

TRANSRADIO SenderSysteme Berlin Waniewski Inhaltsverzeichnis 1.0 Einleitung und Prinzip von Antenne und Abstimmmitteln 2.0 Schaltbild der Abstimmmittel und Betriebswerte 3.0 Messwerte der Antennen- Impedanz 4.0 Messwerte der Impedanz

Mehr

Funkentstörung von Schaltnetzteilen

Funkentstörung von Schaltnetzteilen Seite 35 Funkentstörung von Schaltnetzteilen Schaltnetzteile erzeugen infolge ihrer hochfrequenten Taktung Funkstörungen. Diese breiten sich mittels elektromagnetischer Felder im freien Raum, und leitungsgebunden

Mehr

C.2 Oszilloskope. C.2 Oszilloskope 29. Funktionsprinzip:

C.2 Oszilloskope. C.2 Oszilloskope 29. Funktionsprinzip: C.2 Oszilloskope 29 C.2 Oszilloskope Funktionsprinzip: Zur Darstellung zeitveränderlicher elektrischer Vorgänge, z.b. elektrischer Schwingungen (Versuch 53), einer Kondensatorentladung (Versuch 56) oder

Mehr

Grundlagen der Technischen Informatik. Sequenzielle Netzwerke. Institut für Kommunikationsnetze und Rechnersysteme. Paul J. Kühn, Matthias Meyer

Grundlagen der Technischen Informatik. Sequenzielle Netzwerke. Institut für Kommunikationsnetze und Rechnersysteme. Paul J. Kühn, Matthias Meyer Institut für Kommunikationsnetze und Rechnersysteme Grundlagen der Technischen Informatik Paul J. Kühn, Matthias Meyer Übung 2 Sequenzielle Netzwerke Inhaltsübersicht Aufgabe 2.1 Aufgabe 2.2 Prioritäts-Multiplexer

Mehr

Anleitung für einen Frequenzsweep zur Audio-Analyse

Anleitung für einen Frequenzsweep zur Audio-Analyse Anleitung für einen Frequenzsweep zur Audio-Analyse Diese Anleitung bezieht sich auf HP 8903B Audio Analyzer und den Servogor 750 X-Y Schreiber. Mithilfe dieser Anleitung sollen Studenten in der Lage sein

Mehr

LCR-Schwingkreise. Aufgabenstellung. Geräteliste. Hinweise. Bsp. Nr. 7: Parallelschwingkreis Version 25.09.2014 Karl-Franzens Universität Graz

LCR-Schwingkreise. Aufgabenstellung. Geräteliste. Hinweise. Bsp. Nr. 7: Parallelschwingkreis Version 25.09.2014 Karl-Franzens Universität Graz LCR-Schwingkreise Schwingkreise sind Schaltungen, die Induktivitäten und Kapazitäten enthalten. Das besondere physikalische Verhalten dieser Schaltungen rührt daher, dass sie zwei Energiespeicher enthalten,

Mehr

Regelungstechnik 1 Praktikum Versuch 1.1. 1 Unterschied zwischen Steuerung und Regelung Reglereinstellung mittels Schwingversuch

Regelungstechnik 1 Praktikum Versuch 1.1. 1 Unterschied zwischen Steuerung und Regelung Reglereinstellung mittels Schwingversuch Regelungstechnik 1 Praktikum Versuch 1.1 1 nterschied zwischen Steuerung und Regelung Reglereinstellung mittels Schwingversuch Die Aufgabe der Regelungstechnik besteht im weitesten Sinne darin, einen bestimmten

Mehr

Ausführungsbestimmungen des Master of Science Studienganges IT Security vom 01.08.2010 zu den Allgemeinen Prüfungsbestimmungen.

Ausführungsbestimmungen des Master of Science Studienganges IT Security vom 01.08.2010 zu den Allgemeinen Prüfungsbestimmungen. Ausührungsbestimmungen des Master o Science Studienganges IT Security vom 01.08.2010 zu den Allgemeinen Prüungsbestimmungen der Technischen Universität Darmstadt (APB) Zu 2 Die Technische Universität Darmstadt

Mehr

Bank für Schallversuche Best.- Nr. 2004611. Für Versuche zum Schall, Wellenausbreitung, Wellenlänge, Schallgeschwindigkeit.

Bank für Schallversuche Best.- Nr. 2004611. Für Versuche zum Schall, Wellenausbreitung, Wellenlänge, Schallgeschwindigkeit. Bank für Schallversuche Best.- Nr. 2004611 Für Versuche zum Schall, Wellenausbreitung, Wellenlänge, Schallgeschwindigkeit. Dieses Gerät besteht aus 1 Lautsprecher (Ø 50 mm, Leistung 2 W, Impedanz 8 Ω)

Mehr

Blockweise und symbolweise Codierung

Blockweise und symbolweise Codierung Blockweise und symbolweise Codierung Bei der Übertragungscodierung unterscheidet man zwischen zwei Arten, der symbolweisen und der blockweisen Codierung. Bei symbolweiser Codierung, die im Kapitel 2.4

Mehr

Studienvertiefungsrichtung Informationstechnik

Studienvertiefungsrichtung Informationstechnik Studienvertiefungsrichtung Informationstechnik Prof.Dr.-Ing. Ulrich Sauvagerd Lehrgebiet Informationstechnik Nov. 2006, Seite 1 www.etech.haw-hamburg.de/~sauvagerd Lehrgebiet Informationstechnik Nov. 2006,

Mehr

Vorbereitung zur Verwendung des Elektronenstrahl-Oszilloskops

Vorbereitung zur Verwendung des Elektronenstrahl-Oszilloskops Vorbereitung zur Verwendung des Elektronenstrahl-Oszilloskops Armin Burgmeier (347488) Gruppe 5 8. November 2007 Inhaltsverzeichnis Kennenlernen der Bedienelemente 2 2 Messungen im Zweikanalbetrieb 3 2.

Mehr

Elektronenstrahl-Oszilloskop

Elektronenstrahl-Oszilloskop Physikalisches Anfängerpraktikum 1 Gruppe Mo-16 Wintersemester 2005/06 Jens Küchenmeister (1253810) Julian Merkert (1229929) Versuch: P1-32 Elektronenstrahl-Oszilloskop - Auswertung - Versuchsdurchführung:

Mehr

Vervollständigen Sie das Schema mit Stromversorgung und Widerstandsmessgerät!

Vervollständigen Sie das Schema mit Stromversorgung und Widerstandsmessgerät! Übungen Elektronik Versuch 1 Elektronische Bauelemente In diesem Versuch werden die Eigenschaften und das Verhalten nichtlinearer Bauelemente analysiert. Dazu werden die Kennlinien aufgenommen. Für die

Mehr

E 3a Messungen mit dem Oszilloskop

E 3a Messungen mit dem Oszilloskop Fakultät für Physik und Geowissenschaften Physikalisches Grundpraktikum E 3a Messungen mit dem Oszilloskop Aufgaben 1. Charakterisieren Sie die an den Ausgängen einer Generatorbox anliegenden Spannungen

Mehr

Wann und wie wendet man FFT an?

Wann und wie wendet man FFT an? C Anhang C: Fast Fourier Transform (FFT) Wann und wie wendet man FFT an? Das Spektralanalyse-Paket WP02 enthüllt Signaleigenschaften, die im Zeitbereich nicht sichtbar sind. Mit der FFT (Fast Fourier Transform)-Option

Mehr

Versuch 5: Spreizbandcodierung

Versuch 5: Spreizbandcodierung Versuch 5: Spreizbandcodierung Einleitung In diesem Versuch sollen Sie ausgehend von dem schematic aus Versuch 3 ein Übertragungssystem mit Spreizbandcodierung realisieren. Sie werden die Spektren und

Mehr