Christoph Rauscher (Volker Janssen, Roland Minihold) Grundlagen der Spektrumanalyse

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1 Christoph Rauscher (Volker Janssen, Roland Minihold) Grundlagen der Spektrumanalyse

2 Inhalt Inhalt EINFÜHRUNG 9 2 SIGNLE 2. Signaldarstellung im Zeitbereich 2.2 Zusammenhang zwischen Zeit- und Frequenzbereich 3 UFBU UND BEDIENELEMENTE EINES SPEKTRUM- NLYSTORS 9 3. Fourier-nalysator (FFT-nalysator) nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip Wesentliche Einstellmöglichkeiten 32 4 PRKTISCHE RELISIERUNG EINES NLYSTORS NCH DEM ÜBERLGERUNGSPRINZIP HF-Eingangsteil (Frontend) ZF-Signalverarbeitung Ermittlung der Videospannung, Videoilter Detektoren Meßkurvenverarbeitung Wesentliche bhängigkeiten Sweep-Zeit, Span, ulöse- und Videobandbreite Reerenzpegel und HF-Dämpung ussteuerung 9 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Mühldorstraße München ulage 2 Printed in Germany Dieses Buch kann nur über die Rohde & Schwarz-Vertriebsstellen und das Münchner Stammhaus bezogen werden. Eine otomechanische Reproduktion von Inhaltsteilen ür Zwecke der Unterrichtsgestaltung wird gern erlaubt. Jede weitergehende Verwendung, insbesondere die digitale Erassung und Weiterverarbeitung, ist untersagt. PW LEISTUNGSMERKMLE VON SPEKTRUMNLYSTOREN 5. Eigenrauschen 5.2 Nichtlinearitäten Phasenrauschen (spektrale Reinheit) db-kompressionspunkt und maximaler Eingangspegel Dynamikbereich Störestigkeit LO-Durchschlag Filtereigenschaten Frequenzgenauigkeit Pegelmeßgenauigkeit Fehlerbeiträge 5 5

3 Inhalt Inhalt 5..2 Berechnung der Gesamtmeßunsicherheit Fehler durch geringen Signal-Rausch-bstand Sweep-Zeit und Update-Rate 68 6 HÄUFIGE MESSUNGEN UND FUNKTIONSERWEITERUNGEN Phasenrauschmessung Meßablau Wahl der ulösebandbreite Dynamikbereich Messungen an gepulsten Signalen Grundlagen Linien- und Hüllkurvenspektrum ulöseilter bei Pulsmessungen Kenngrößen von nalysatoren Pulsbewertung bei Störsignalmessungen Detektoren, Zeitkonstanten Meßbandbreiten Kanal- und Nachbarkanal-Leistungsmessung Einührung Wichtige Parameter bei der Nachbarkanal- Leistungsmessung Meßdynamik bei Nachbarkanal-Leistungsmessungen Meßverahren zur Bestimmung der Nachbarkanalleistung mit einem Spektrumanalysator Integration der Leistung im Spektralbereich Bewertung der spektralen Leistung mit Modulationsilter (IS-36, TETR, WCDM) Messung der Kanalleistung im Zeitbereich Spektrale Messungen an TDM-Systemen 23 LITERTURVERZEICHNIS 26 DIE KTUELLEN SPEKTRUMNLYSTOR- MODELLREIHEN VON ROHDE & SCHWRZ 28 VERZEICHNIS DER MESSTIPS Messungen im 75-Ω-System 35 Messung an Signalen mit Gleichspannungsanteil 39 Maximale Empindlichkeit 6 Identiizierung von Intermodulationsprodukten 8 Verbesserung der Eingangsanpassung

4 Einührung EINFÜHRUNG Eine der häuigsten Meßaugaben in der Nachrichtentechnik ist die Betrachtung von Signalen im Frequenzbereich. Die hierzu benötigten Spektrumanalysatoren gehören dementsprechend zu den vielseitigsten und meistverbreiteten Meßgeräten der HF-Technik. Mit Frequenzbereichen bis zu 4 GHz und darüber werden sie bei nahezu allen nwendungen der drahtlosen sowie drahtgebundenen Nachrichtenübertragung in Entwicklung, Fertigung, Installation und Wartung eingesetzt. Mit der wachsenden Verbreitung der mobilen Kommunikation treten dabei neben Parametern wie Eigenrauschanzeige, Dynamik und Frequenzbereich auch zunehmend norderungen hinsichtlich Funktionsumang und Meßgeschwindigkeit in den Vordergrund. Darüber hinaus werden Spektrumanalysatoren auch ür Messungen im Zeitbereich verwendet, z. B. zur unahme der usgangsleistung eines Senders ür Zeitmultiplex-Systeme in bhängigkeit von der Zeit. Dieses Buch soll den Einstieg in das Gebiet der Spektrumanalyse erleichtern. Zum Verständnis der komplexen Meßgeräte ist es vorteilhat, den theoretischen Hintergrund der Spektrumanalyse zu kennen. Selbst ür den im Umgang mit Spektrumanalysatoren erahrenen Bediener kann es nützlich sein, sich den einen oder anderen Zusammenhang ins Gedächtnis zurückzuruen, um leicht vermeidbare, in der Praxis aber gern gemachte Meßehler auszuschließen. Neben der Behandlung der Grundlagen soll auch ein Einblick in typische Messungen, wie etwa Phasenrausch- oder Kanalleistungsmessungen, gegeben werden. 9

5 Signale 2 SIGNLE 2. Signaldarstellung im Zeitbereich Im Zeitbereich wird die mplitude elektrischer Signale über der Zeit augetragen eine Darstellung, wie man sie beim Oszilloskop indet. Zur Veranschaulichung einiger Vorgänge ist es jedoch günstiger, das Signal durch einen komplexen Drehzeiger zu repräsentieren. Der Zusammenhang zwischen beiden rten der Darstellung ist in Bild 2- anhand eines einachen Sinussignals dargestellt. Bild 2- Darstellungen eines Sinussignals durch Projektion eines komplexen Drehzeigers au die imaginäre chse Die über der Zeitachse augetragene mplitude entspricht der Projektion des Zeigers au die imaginäre chse (jim). Für die Kreisrequenz, mit der der Drehzeiger rotiert, gilt: ω = 2 π ƒ (Gl. 2-) mit ω Kreisrequenz, in s jim ω t Re Signalrequenz, in Hz ,5 T T,5 T 2 T t Ein sinusörmiges Signal mit x(t) = sin(2 π ƒ t) läßt sich somit auch durch x(t) = Im{e j 2π ƒ t } beschreiben. 2.2 Zusammenhang zwischen Zeit- und Frequenzbereich Elektrische Signale können sowohl im Zeitbereich, mit Hile eines Oszilloskops, als auch im Frequenzbereich, mit Hile eines Spektrumanalysators, betrachtet werden (siehe Bild 2-2). Bild 2-2 Betrachtung von Signalen im Zeit-und Frequenzbereich Beide Darstellungsarten sind durch die Fourier-Transormation (gekennzeichnet durch F) miteinander verknüpt, d.h. jedes im Zeitbereich veränderliche Signal weist ein charakteristisches Frequenzspektrum au. Es gilt: X ƒ (ƒ) = F{x(t)} = x(t) e j2πƒt dt (Gl. 2-2) bzw. Zeitbereich Frequenzbereich + t + x(t) = F {X ƒ (ƒ)} = X ƒ (ƒ) e j2πƒt dƒ (Gl. 2-3) mit F{x(t)} Fourier-Transormation von x(t) F {X()} inverse Fourier-Transormation von X() x(t) Signal im Zeitbereich X () komplexes Signal im Frequenzbereich t Zur Veranschaulichung dieses Zusammenhangs sollen zunächst nur Signale mit periodischem Verhalten im Zeitbereich betrachtet werden.

6 Signale Periodische Signale Das Theorem von Fourier besagt, daß jedes beliebige im Zeitbereich periodische Signal aus einer Summe von sinus- und cosinusörmigen Signalen unterschiedlicher Frequenz und mplitude gebildet werden kann. Eine solche Summe wird als Fourier-Reihe bezeichnet. Es gilt: x(t) n = n = 3 n = 5 n = 7 Harmonische x(t) Summe der Harmonischen x(t) = +Σ n sin(n ω t) +Σ B n cos(n ω t) (Gl. 2-4) 2 n= n= Die Fourier-Koeizienten, n und B n sind abhängig von der Kurvenorm des Signals x(t) und können wie olgt berechnet werden: 2 = x(t)dt (Gl. 2-5) T 2 n = x(t) sin(n ω t) dt (Gl. 2-6) T 2 B n = x(t) cos(n ω t) dt (Gl. 2-7) T T T T t a) b) Bild 2-3 nnäherung eines Rechtecksignals durch die Summe verschiedener sinusörmiger Schwingungen. Im Fall eines sinus- bzw. cosinusörmigen Signals läßt sich ür Gl. 2-2 eine geschlossene Lösung angeben, so daß man ür die komplexe Spektrumdarstellung olgende Zusammenhänge erhält: F {sin(2 π ƒ t)} = δ(ƒ ƒ ) = j δ(ƒ ƒ ) (Gl. 2-8) j bzw. t mit 2 x(t) n T ω Gleichanteil Signal im Zeitbereich Ordnung der harmonischen Schwingung Periodendauer Kreisrequenz In Bild 2-3b ist ein durch eine Fourier-Reihe angenähertes Rechtecksignal dargestellt. Die einzelnen Summanden sind in Bild 2-3a abgebildet. Die nnäherung an ein ideales Rechtecksignal wird um so besser, je größer die nzahl solcher Einzelkomponenten wird. F {cos(2 π ƒ t)} = δ(ƒ ƒ ) (Gl. 2-9) mit δ(ƒ ƒ ) Dirac-Funktion, mit δ(ƒ ƒ ) = wenn =, also = δ(ƒ ƒ ) = sonst Man erkennt, daß das Spektrum sowohl des Sinus- als auch des Cosinussignals aus einem einzigen Dirac-Stoß bei besteht (siehe auch Bild 2-5a). Die Beträge der Fourier-Transormierten von Sinus- und Cosinussignal sind identisch, d.h. bei gleicher Frequenz weisen beide Signale ein identisches Betragsspektrum au. Zur Berechnung des Spektrums eines periodischen Signals, dessen Zeitverlau durch eine Fourier-Reihe gemäß Gl. 2-4 beschrieben wird, muß jeder Summand der Reihe transormiert werden. Jedes dieser Elemente ührt zu einem Dirac-Impuls, also einer diskreten Komponente im Frequenzbereich. Periodische Signale weisen daher immer diskrete Spektren au, man spricht auch von Linienspektren. Für das in Bild 2-3 dargestellte angenäherte Rechtecksignal ergibt sich entsprechend das in Bild 2-4 dargestellte Spektrum. 2 3

7 Signale Zeitbereich mplitudenmoduliertes Signal Frequenzbereich X() ---  p _ Hüllkurve si(x) = sin(x) x  n p =  p τ 2 T p sin (n τ T π ) p n τ π T p c) T P τ t Periodisches Rechtecksignal τ 2 τ T p 3 τ Bild 2-4 Betragsspektrum des in Bild 2-3 dargestellten angenäherten Rechtecksignals ls weitere Beispiele hierzu sind in Bild 2-5 einige periodische Signale in Zeit- und Frequenzbereich dargestellt. a) Zeitbereich T _ t Sinussignal _ Frequenzbereich = T Bild 2-5 Periodische Signale im Zeit- und Frequenzbereich (Betragsspektren) Nicht-periodische Signale Signale mit nicht-periodischem Verlau im Zeitbereich lassen sich nicht durch Fourier-Reihen beschreiben. Dementsprechend setzt sich das Frequenzspektrum solcher Signale nicht aus diskreten spektralen Komponenten deinierter mplitude zusammen. Nicht-periodische Signale weisen vielmehr ein kontinuierliches Frequenzspektrum mit requenzabhängiger spektraler Dichte au. Das Signal im Frequenzbereich wird durch Fourier- Transormation (Gl. 2-2) berechnet. Wie ür das Sinus- und Cosinussignal läßt sich hierbei ür viele Signale eine geschlossene Lösung von Gl. 2-2 inden. Tabellen mit solchen Transormationspaaren inden sich u.a. in [2-]. Für Signale mit zuälligem Verlau im Zeitbereich, z.b. Rauschen oder zuällige Bit-Folgen, existiert jedoch selten eine geschlossene Lösung. Das Spektrum kann dann einacher durch numerische Lösung von Gl. 2-2 bestimmt werden. In Bild 2-6 sind einige nicht-periodische Signale im Zeit- und Frequenzbereich dargestellt. b) Zeitbereich t T S mplitudenmoduliertes Signal T T + S Frequenzbereich 4 5

8 Signale a) Zeitbereich _ t Bandbegrenztes Rauschen _ Frequenzbereich Hüllkurve si(x) = sin x x Bei dem in Bild 2-7 dargestellten Signal handelt es sich scheinbar um ein reines sinusörmiges Signal mit einer Frequenz von 2 MHz. ugrund obiger Überlegungen erwartet man daher, daß das Spektrum lediglich aus einer einzelnen Komponente bei 2 MHz besteht. Bei Betrachtung des Signals im Frequenzbereich mit Hile eines Spektrumanalysators stellt man hingegen est, daß der Grundwelle (Harmonische. Ordnung) mehrere Harmonischen höherer Ordnung, also Vielache von 2 MHz, überlagert sind (Bild 2-8). Diese Inormation kann dem Signal im Zeitbereich nur schwer entnommen werden. Eine quantitative Beurteilung der Harmonischen höherer Ordnung ist praktisch nicht möglich. Ebenso kann z.b. auch die Kurzzeitstabilität von Frequenz und mplitude eines Sinussignals im Frequenzbereich wesentlich einacher untersucht werden (siehe auch Kapitel 6., Phasenrauschmessung). b) T Bit t /T Bit 2/T Bit 3/T Bit Zuällige Bitolge I lg ---- t Q c) t QPSK-Signal C Bild 2-7 Sinussignal ( = 2 MHz) mit dem Oszilloskop betrachtet Bild 2-6 Nicht-periodische Signale im Zeit- und Frequenzbereich bhängig von der durchzuührenden Messung kann entweder die Betrachtung im Zeit- oder Frequenzbereich vorteilhat sein. So ist ür Jitter-Messungen, wie sie z.b. bei der digitalen Datenübertragung im Basisband durchgeührt werden, stets ein Oszilloskop erorderlich. Für die Bestimmung des Oberwellengehalts ist jedoch die Betrachtung im Frequenzbereich vorteilhat: 6 7

9 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators 3 UFBU UND BEDIENELEMENTE EINES SPEKTRUMNLYSTORS bhängig von der durchzuührenden Messung werden verschiedene norderungen hinsichtlich der maximalen Eingangsrequenz an den Spektrumanalysator gestellt. Der Eingangsrequenzbereich läßt sich angesichts der verschiedenen Realisierungsmöglichkeiten von Spektrumanalysatoren in olgende Bereiche gliedern: NF-Bereich bis ca. MHz HF-Bereich bis ca. 3 GHz Mikrowellenbereich bis ca. 4 GHz Millimeterwellenbereich über 4 GHz Bild 2-8 Sinussignal wie in Bild 2-7, jedoch im Frequenzbereich mit einem Spektrumanalysator betrachtet Der NF-Bereich bis ca. MHz umaßt die niederrequente Elektronik sowie kustik und Mechanik. Im HF-Bereich inden sich vorwiegend nwendungen der drahtlosen Nachrichtenübertragung wie z.b. mobile Kommunikation und Hör- und Fernseh-Rundunk, während ür breitbandige nwendungen, wie z.b. digitaler Richtunk, zunehmend Frequenzbänder im Mikrowellen- oder Millimeterwellenbereich genutzt werden. Je nach Frequenzbereich sind verschiedene nalysatorkonzepte realisierbar. u die beiden wichtigsten wird nacholgend im Detail eingegangen. 3. Fourier-nalysator (FFT-nalysator) Wie im bschnitt 2 gezeigt, ist das Spektrum eines Signals bereits eindeutig durch dessen Zeitverlau estgelegt. Zeit- und Frequenzbereich sind dabei durch die Fourier-Transormation miteinander verknüpt. Mit Gl. 2-2 läßt sich daher aus einem im Zeitbereich eraßten Signal dessen Spektrum berechnen. Zu einer exakten Berechnung wäre allerdings ein unendlich langer Betrachtungszeitraum erorderlich. Darüber hinaus setzt Gl. 2-2 voraus, daß die Signalamplitude zu jeder Zeit bekannt ist. Das Ergebnis dieser Berechnung wäre ein kontinuierliches Spektrum, d.h. die Frequenzaulösung wäre unbegrenzt hoch. Es ist oensichtlich, daß eine solche exakte Berechnung praktisch nicht möglich ist. Dennoch kann das Spektrum unter bestimmten Voraussetzungen mit ausreichender Genauigkeit ermittelt werden. 8 9

10 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Die Fourier-Transormation erolgt in der Praxis mit Hile von digitaler Signalverarbeitung, d.h. das zu analysierende Signal muß zunächst mit Hile eines nalog-digital-wandlers abgetastet und in der mplitude quantisiert werden. Durch die btastung wird aus dem kontinuierlichen Eingangssignal ein zeitdiskretes Signal, wodurch Inormation über den Zeitverlau verloren geht. Die Bandbreite des Eingangssignals muß daher begrenzt sein, da andernalls durch die btastung die Eindeutigkeit augrund von liasing-eekten verloren geht (siehe Bild 3-). Nach dem btasttheorem von Shannon muß die btastrequenz mindestens doppelt so hoch wie die Bandbreite B e des Eingangssignals sein. Es gilt: ƒ 2 B e und ƒ = (Gl. 3-) T b) e,max e,max < 2 e,max > 2 2 liasing 2 e,max 2 3 mit btastrequenz, in Hz B e Signalbandbreite, in Hz T btastperiodendauer, in s c) e,max > 2 e,max Bild 3- btastung eines Tiepaßsignals mit der btastrequenz a), b) e,max < /2 c) e,max > /2, daher keine Eindeutigkeit augrund von liasing Bei der btastung von tiepaßgeilterten Signalen (sogenannten Tiepaßsignalen) wird die minimal erorderliche btastrequenz durch die maximale Signalrequenz e,max bestimmt. us Gl. 3- wird dann: ƒ 2 ƒ e,max (Gl. 3-2) Ist = 2 e,max, so kann das Signal bei ungünstiger Lage der btastzeitpunkte unter Umständen nicht mehr aus den btastwerten rekonstruiert werden. Ebenso wäre zur Bandbegrenzung ein Tiepaß mit unendlich hoher Flankensteilheit erorderlich. In der Praxis wird daher mit btastrequenzen, die deutlich größer als 2 e,max sind, gearbeitet. Für die Fourier-Transormation wird nur ein usschnitt des Signals betrachtet, d.h. es wird nur eine begrenzte nzahl N von btastwerten zur Berechnung verwendet. Man nennt dies Fensterung. Das Eingangssignal (siehe Bild 3-2a) wird hierzu vor oder nach der btastung im Zeitbereich mit einer bestimmten Fensterunktion multipliziert. Bei dem Beispiel in Bild 3-2 wird dabei ein Rechteckenster verwendet (Bild 3-2b), das Ergebnis der Multiplikation ist in Bild 3-2c dargestellt. Bei der Berechnung des Signalspektrums aus den btastwerten des Signals im Zeitbereich spricht man von diskreter Fourier-Transormation (DFT). us Gl. 2-2 wird somit btastung mit btastrequenz 2 N X(k) = Σ x (nt ) e j2πkn / N (Gl. 3-3) n= a) e e e + e 2 3 mit k Index der diskreten uswerterequenzen, mit k =,, 2 n Index der btastwerte x (nt ) btastwert zum Zeitpunkt n T, mit n =,, 2 N Länge der DFT, d.h. Gesamtanzahl der btastwerte, die zur Berechnung der Fourier-Transormation verwendet werden 2 2

11 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Das Ergebnis der diskreten Fourier-Transormation ist wiederum ein diskretes Frequenzspektrum (siehe Bild 3-2d), d. h. das berechnete Spektrum setzt sich aus einzelnen Komponenten bei den sog. uswerterequenzen zusammen, ür die gilt: Eingangssignal x(t) btastwerte ---- X() --- ƒ(k) = k = k (Gl. 3-4) N N T mit (k) diskrete uswerterequenz, in Hz k Index der diskreten uswerterequenzen, mit k =,, 2 btastrequenz, in Hz NLänge der DFT T a) Fensterunktion w(t) T e t ---- W() e = T e Man erkennt, daß die ulösung, also der minimale bstand, den zwei spektrale Komponenten des Eingangssignals auweisen müssen, um bei zwei verschiedenen uswerterequenzen (k) und (k+) angezeigt zu werden, vom Betrachtungszeitraum N T abhängig ist. Die notwendige Betrachtungsdauer steigt mit der gewünschten ulösung. Durch die btastung wird das Spektrum des Signals mit der Periode periodisiert (siehe auch Bild 3-). In Bild 3-2d tritt in der diskreten Darstellung des Spektrums daher auch eine Komponente bei der uswerterequenz (k=6) au. Betrachtet man in Bild 3-a den Frequenzbereich von bis, so wird deutlich, daß dies die Komponente bei e ist. b) x(t) w(t) N T N=8 t _ N T N T In dem in Bild 3-2 dargestellten Beispiel konnte das Signalspektrum exakt berechnet werden, d. h. im diskreten Spektrum existiert eine uswerterequenz, die exakt der Signalrequenz entspricht. Folgende Voraussetzungen sind hierür erorderlich: c) x(t) w(t), periodisch ortgesetzt t X() * W() k=2 k=6 das Signal muß periodisch sein (Periodendauer T ) die Beobachtungsdauer N T muß ein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer T des Signals sein ---- In der Praxis sind diese Bedingungen jedoch meist nicht erüllt, wodurch das Ergebnis der Fourier-Transormation vom Erwarteten abweicht. Diese bweichung äußert sich in Form einer Verbreiterung des Signalspektrums sowie gleichzeitig durch mplitudenehler. Beide Eekte werden im olgenden beschrieben. d) N T t k= k= e uswerterequenzen N T Bild 3-2 DFT bei periodischem Eingangssignal. Die Beobachtungsdauer ist ein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer des Eingangssignals 22 23

12 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Eingangssignal x(t) btastwerte X() --- Die Multiplikation von Eingangssignal und Fensterunktion im Zeitbereich entspricht einer Faltung im Frequenzbereich (siehe auch [2-]). Dort olgt der Betrag der Übertragungsunktion des in Bild 3-2 verwendeten Rechteckensters einer si-funktion, also sin (2πƒ N T /2) W(ƒ) = N T si (2πƒ N T /2) = N T (Gl. 3-5) 2πƒ N T /2 T a) Fensterunktion w(t) Te t W() e = T e mit W () Fensterunktion im Frequenzbereich N T Fensterbreite N T b) x(t) w(t) c) x(t) w(t), periodisch ortgesetzt N=8 t t X() * W() _ ---- N T ---- N T Neben den ausgeprägten Nebenmaxima ergeben sich auch Nullstellen bei Vielachen von / (N T ). Durch die Faltung mit der Fensterunktion wird das resultierende Signalspektrum verschmiert, also deutlich verbreitert. Man spricht dabei vom Leckeekt. Ist das Eingangssignal periodisch und die Beobachtungsdauer N T darüber hinaus ein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer, so tritt bei Rechteckensterung kein Leckeekt au, da mit usnahme bei der Signalrequenz stets Nullstellen au die (benachbarten) uswerterequenzen allen (siehe Bild 3-2d). Sind diese Bedingungen jedoch nicht erüllt, was in der Regel der Fall ist, so existiert keine uswerterequenz, die der Signalrequenz entspricht. In Bild 3-3 ist ein solcher Fall dargestellt. Das aus der DFT resultierende Spektrum ist deutlich breiter, da die tatsächliche Signalrequenz zwischen zwei uswerterequenzen liegt und darüber hinaus die Nullstellen der Fensterunktion nicht mehr au die benachbarten uswerterequenzen allen. Wie ebenalls in Bild 3-3d zu erkennen ist, ergibt sich in diesem Fall auch ein mplitudenehler. Bei konstanter Beobachtungsdauer ist der Betrag dieses mplitudenehlers abhängig von der Signalrequenz des Eingangssignals (siehe Bild 3-4). Der Fehler wird maximal, wenn die tatsächliche Signalrequenz exakt in der Mitte zwischen zwei uswerterequenzen liegt. N=8 d) N T t k= k= uswerterequenzen e 2 N T ---- e Bild 3-3 DFT mit periodischem Eingangssignal. Die Beobachtungsdauer ist kein ganzzahliges Vielaches der Periodendauer des Eingangssignals 24 25

13 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators max. mplitudenehler Rechteckenster mplitudenehler HNN-Fenster Leckeekt Bild 3-5 Leckeekt bei Verwendung von Rechteck- bzw. HNN-Fenster (MatLab -Simulation) e uswerterequenzen (k) Bild 3-4 mplitudenehler bei Rechteckensterung in bhängigkeit von der Signalrequenz Durch Erhöhen der Beobachtungsdauer kann zwar die absolute spektrale Verbreiterung durch die gewonnene höhere ulösung reduziert werden, der maximal mögliche mplitudenehler bleibt dabei jedoch unverändert. Beide Eekte können aber durch Verwendung optimierter Fensterunktionen anstelle des Rechteckensters verringert werden. Solche Fensterunktionen weisen im Frequenzbereich niedrigere Nebenmaxima au, wodurch wie in Bild 3-5 gezeigt der Leckeekt verringert wird. Weitere Inormationen zu Fensterunktionen inden sich in [3-] und [3-2]. Um die ür die Spektrumanalyse notwendige, hohe Pegelgenauigkeit zu erreichen, wird in der Regel das sogenannte Flattop-Fenster verwendet. Der maximale Pegelehler beträgt bei dieser Fensterunktion lediglich,5 db. Nachteilig ist die vergleichsweise breite Hauptkeule, wodurch die Frequenzaulösung reduziert wird. Die nzahl der ür die Fourier-Transormation erorderlichen Rechenoperationen kann durch nwendung optimierter lgorithmen reduziert werden. Das hierbei am meisten verbreitete Verahren ist die sogenannte Fast-Fourier-Transormation (FFT). Spektrumanalysatoren, die nach diesem Prinzip arbeiten, werden daher auch als FFT-nalysatoren bezeichnet. Der ubau eines solchen nalysators ist in Bild 3-6 dargestellt. Eingang Tiepaß D RM Speicher FFT Bild 3-6 ubau eines FFT-nalysators nzeige Um die Einhaltung des btasttheorems zu erzwingen, wird die Bandbreite des Eingangssignals vor dem -D-Wandler mit einem analogen Tiepaß (Grenzrequenz g = e,max ) beschränkt. Nach der btastung werden die quantisierten Werte zunächst in einem Speicher abgelegt und daraus das Signal im Frequenzbereich berechnet. Das Spektrum wird dann zur nzeige gebracht. Durch die Quantisierung der btastwerte entsteht sogenanntes Quantisierungsrauschen, das den Dynamikbereich nach unten einschränkt. Es ällt um so geringer aus, je höher die ulösung (nzahl der Bits) des verwendeten -D-Wandlers ist

14 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators ugrund der begrenzten Bandbreite von verügbaren -D-Wandlern hoher ulösung ist bei FFT-nalysatoren ein Kompromiß zwischen Dynamik und maximaler Eingangsrequenz zu suchen. Ein hoher Dynamikbereich von etwa db ist mit FFT-nalysatoren derzeit nur ür niederrequente nwendungen bis etwa khz zu erreichen. Höhere Bandbreiten sind mit geringerer Dynamik verbunden. Im Gegensatz zu anderen nalysatorkonzepten bleibt bei der komplexen Fourier-Transormation die Phaseninormation erhalten. Mit FFT- nalysatoren kann daher das komplexe Spektrum nach Betrag und Phase ermittelt werden. Bei hinreichend hoher Rechengeschwindigkeit ist darüber hinaus auch Echtzeitanalyse möglich. Weniger geeignet sind FFT-nalysatoren ür die nalyse von gepulsten Signalen (siehe Bild 3-7). Das Ergebnis der FFT ist dabei vom betrachteten usschnitt der Zeitunktion abhängig. Für eine korrekte nalyse ist deshalb eine gewisse Vorkenntnis über das zu analysierende Signal, z. B. zum gezielten uslösen einer Messung (Trigger), notwendig. 3.2 nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip ugrund der begrenzten Bandbreite verügbarer -D-Wandler eignen sich FFT-nalysatoren lediglich ür Messungen an niederrequenten Signalen. Um dennoch Spektren höherrequenter Signale bis in den Mikrowellenbzw. Millimeterwellenbereich darstellen zu können, werden nalysatoren mit Frequenzumsetzung verwendet. Das Spektrum des Eingangssignals wird dabei nicht aus dem Zeitverlau berechnet, sondern durch nalyse direkt im Frequenzbereich ermittelt. Für eine solche nalyse ist es notwendig, das Eingangsspektrum in seine einzelnen Komponenten zu zerlegen. Dies könnte durch ein abstimmbares Bandpaß-Filter, wie in Bild 3-8 gezeigt, erolgen. Eingang bstimmbarer Bandpaß Verstärker Detektor nzeige y x abstimmbares Bandpaßilter Fenster N T = n T Sägezahn Bild 3-8 Blockschaltbild eines Spektrumanalysators mit abstimmbarem Bandpaß-Filter e N T T T T Bild 3-7 FFT bei gepulsten Signalen. Das Meßergebnis hängt vom Zeitpunkt der Messung ab. t Die Filterbandbreite entspricht dabei der ulösebandbreite (Resolution Bandwidth, RBW) des nalysators. Je kleiner diese ulösebandbreite, desto höher ist die spektrale ulösung des nalysators. Schmalbandige, über den gesamten Eingangsrequenzbereich moderner Spektrumanalysatoren abstimmbare Filter sind technisch jedoch kaum realisierbar. Darüber hinaus haben abstimmbare Filter eine, bezogen au die Mittenrequenz, konstante relative Bandbreite. Mit steigender Mittenrequenz nimmt daher die absolute Bandbreite zu, wodurch dieses Konzept ür die Spektrumanalyse nicht geeignet ist. Spektrumanalysatoren ür höhere Eingangsrequenzbereiche arbeiten daher in der Regel nach dem Prinzip des Überlagerungsempängers (Heterodyn-Prinzip). Das Blockschaltbild eines solchen Empängers ist in Bild 3-9 dargestellt

15 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Mischer ZF-Filter Hüllkurvendetektor Video-Filter ZF-Filter Eingang ZF-Verstärker Logarithmierer Eingangssignal in ZF-Lage umgesetzt Lokaloszillator x y nzeige Sägezahn Bild 3-9 Blockschaltbild eines Spektrumanalysators nach dem Überlagerungsprinzip ZF Beim Überlagerungsempänger wird das Eingangssignal mit Hile eines Mischers und eines Lokaloszillators (LO) au eine Zwischenrequenz (ZF) umgesetzt. Ist die Frequenz des Lokaloszillators abstimmbar (eine norderung, die technisch realisierbar ist), so kann durch Variation der LO-Frequenz der gesamte Eingangsrequenzbereich au eine konstante Zwischenrequenz umgesetzt werden. Die ulösung des nalysators wird dann durch ein Filter in der ZF-Lage mit ester Mittenrequenz bestimmt. Im Gegensatz zu dem eingangs dargestellten Konzept, bei dem das ulöseilter als dynamische Komponente das Spektrum des Eingangssignals überstreicht, wird nun das Eingangssignal an einem eststehenden Filter vorbei geschoben (siehe Bild 3-). Das umgesetzte Signal wird zunächst verstärkt und dem ZF-Filter, das die ulösebandbreite bestimmt, zugeührt. Dieses ZF-Filter hat eine konstante Mittenrequenz, wodurch die beschriebenen Probleme bei abstimmbaren Filtern umgangen werden. Um Signale in einem weiten Pegelbereich gleichzeitig am Bildschirm darstellen zu können, wird das ZF-Signal mit Hile eines Logarithmierverstärkers komprimiert und die Hüllkurve bestimmt. Das daraus resultierende Signal wird als Videosignal bezeichnet. Mit Hile eines einstellbaren Tiepasses, dem sog. Videoilter, kann dieses Signal gemittelt werden. Es wird dadurch von Rauschen bereit, was zur Glättung des angezeigten Signals ührt. Das Videosignal wird der vertikalen blenkung einer Kathodenstrahlröhre zugeührt. Da es in bhängigkeit von der Frequenz dargestellt werden soll, erolgt die horizontale blenkung des Elektronenstrahls mit Hile eines Säge- ZF-Filter ZF Eingangssignal in ZF-Lage umgesetzt Bild 3- Das Signal wird im Überlagerungsempänger am ulöseilter vorbei geschoben zahnsignals, das auch zur bstimmung des Lokaloszillators dient. Sowohl Zwischenrequenz als auch LO-Frequenz sind bekannt. Die Zuordnung zwischen Eingangssignal und dargestelltem Spektrum ist daher eindeutig. In modernen Spektrumanalysatoren werden praktisch alle bläue durch einen oder mehrere Mikroprozessoren gesteuert, wodurch sich eine Vielzahl neuer Funktionen ergibt, die ohne Rechnersteuerung nicht möglich wären. Ein Beispiel hierür ist u. a. die Fernsteuerung des Spektrumanalysators über Schnittstellen wie den IEC-Bus. Moderne nalysatoren nutzen schnelle digitale Signalverarbeitung, d. h. das Eingangssignal wird an geeigneter Stelle mit Hile eines -D- 3 3

16 ubau und Bedienelemente eines Spektrumanalysators Wandlers abgetastet und mit einem digitalen Signalprozessor weiterverarbeitet. Mit der raschen Entwicklung der digitalen Signalverarbeitung rückt im Signalpad auch die btastung weiter nach vorne. Wurde rüher das Videosignal nach dem analogen Hüllkurvendetektor und Videoilter abgetastet, so wird es bei modernen Geräten teilweise bereits au der letzten, niedrigen Zwischenrequenz digitalisiert und die Hüllkurve des ZF-Signals aus den btastwerten ermittelt. uch der erste Lokaloszillator wird nicht mehr, wie bei rüheren Überlagerungsempängern, mit einem analogen Sägezahnsignal abgestimmt. Er ist vielmehr über einen Phasenregelkreis (Phase locked loop, PLL) an eine Reerenzrequenz angebunden; die bstimmung erolgt durch Variation der Teilungsaktoren. Der Vorzug der PLL-Technik ist eine wesentlich höhere Frequenzgenauigkeit, als bei analoger bstimmung möglich wäre. nstelle der Kathodenstrahlröhre kann ein LC-Display verwendet werden, was kompaktere Bauormen ermöglicht. Frequenzaulösung Bei nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip wird die Frequenzaulösung über die Bandbreite des ZF-Filters eingestellt. Man spricht daher auch von der ulösebandbreite (Resolution Bandwidth, RBW). Sweep-Zeit (nur bei nalysatoren nach dem Überlagerungsprinzip) Die Zeit, die benötigt wird, um das gesamte interessierende Frequenzspektrum auzunehmen, wird als Sweep-Zeit (Sweep Time) bezeichnet. Einige dieser Parameter sind voneinander abhängig. So erordern zum Beispiel sehr kleine ulösebandbreiten eine lange Sweep-Zeit. Die genauen Zusammenhänge werden im Kapitel 4.6 ausührlich beschrieben. 3.3 Wesentliche Einstellmöglichkeiten Spektrumanalysatoren weisen in der Regel olgende elementare Einstellmöglichkeiten au (siehe auch Bild 3-): Darzustellender Frequenzbereich Der darzustellende Frequenzbereich kann durch Start- und Stopp-Frequenz, also der niedrigsten bzw. höchsten darzustellenden Frequenz, oder durch die Mittenrequenz (Center Frequency) und den Darstellbereich (Span), zentriert um die Mittenrequenz, eingestellt werden. Letztere Variante ist in Bild 3- dargestellt. In modernen Spektrumanalysatoren sind meist beide Möglichkeiten verügbar. Pegeldarstellbereich Die Einstellung erolgt über den maximal darzustellenden Pegel, den sog. Reerenzpegel (Reerence Level), und den Darstellbereich. In Bild 3- ist ein Reerenzpegel von dbm und ein Darstellbereich von db eingestellt. Wie später gezeigt wird, ist von dieser Einstellung auch die Dämpung der eingangsseitigen Eichleitung (RF ttenuator) abhängig. Bild 3- Graische Darstellung des augenommenen Spektrums 32 33

17 4 PRKTISCHE RELISIERUNG EINES NLYSTORS NCH DEM ÜBERLGERUNGSPRINZIP Im olgenden werden die einzelnen Komponenten eines nalysators nach dem Überlagerungsprinzip ausührlich erläutert sowie die praktische Realisierung in einem modernen Spektrumanalysator ür den Frequenzbereich 9 khz bis 3 GHz bzw. 7 GHz dargestellt. Ein detailliertes Blockschaltbild hierzu beindet sich au der usklappseite am Ende dieses Buches. Die einzelnen Blöcke sind numeriert und zu Funktionseinheiten zusammengeaßt. 4. HF-Eingangsteil (Frontend) Wie die meisten Meßgeräte der modernen Nachrichtentechnik weisen Spektrumanalysatoren in der Regel am HF-Eingang eine Impedanz von 5 Ω au. Um auch Messungen in 75-Ω-Systemen, wie z. B. CTV (Cable Television), zu ermöglichen, sind einige nalysatoren alternativ mit einer Eingangsimpedanz von 75 Ω erhältlich. Mit Hile von Transormationsgliedern können aber auch nalysatoren mit 5-Ω-Eingang dazu verwendet werden (siehe Meßhinweis Messungen im 75-Ω-System). Praktische Realisierung eines nalysators Messungen im 75-Ω-System Speziell in der Rundunk- und Fernsehtechnik ist eine Impedanz von 75 Ω anstelle der sonst weit verbreiteten 5 Ω üblich. Um in solchen Systemen mit Spektrumanalysatoren, die in der Regel eine Eingangsimpedanz von 5 Ω auweisen, Messungen durchühren zu können, sind entsprechende Transormationsglieder erorderlich. ndernalls würden Meßehler durch Fehlanpassung zwischen Meßobjekt und Spektrumanalysator entstehen. Eine Transormation von 5 Ω au 75 Ω kann am einachsten durch einen 25-Ω-Serienwiderstand erolgen. Es wird damit eine geringe Einügedämpung erreicht (etwa,8 db), jedoch ist nur der 75-Ω-Eingang angepaßt. m usgang, der an den HF-Eingang des Spektrumanalysators angeschlossen ist, liegt Fehlanpassung vor (siehe Bild 4-a). Da die Eingangsimpedanz des Spektrumanalysators in der Praxis jedoch vom Idealwert 5 Ω abweicht, kann es speziell bei schlecht angepaßten Meßobjekten zu Meßehlern augrund von Mehrachrelexionen kommen. Vorteilhat ist daher die Verwendung von Transormationsgliedern, die an beiden nschlüssen angepaßt sind (z. B. Π- oder L-Glieder). Die Einügedämpung ist dabei unter Umständen höher. Ein wichtiges Qualitätsmerkmal des Spektrumanalysators ist das Eingangs-VSWR, das maßgeblich durch die Bestandteile des Frontends, also Eichleitung, Eingangsilter sowie erster Mischer, bestimmt wird. Diese Komponenten bilden das HF-Eingangsteil, dessen Funktion und Realisierung hier im Detail betrachtet wird. Zur Messung von Signalen mit hohem Pegel ist am Eingang des Spektrumanalysators ein in Stuen einstellbares Dämpungsglied (2)* vorgesehen. Mit dieser sogenannten Eichleitung kann der Signalpegel am Eingang des ersten Mischers, der Mischerpegel, eingestellt werden. Die Dämpung dieser Eichleitung (auch als RF ttenuation oder HF- Dämpung bezeichnet) ist üblicherweise in -db-stuen einstellbar. Für nwendungen, die eine hohe Meßdynamik erordern, werden in manchen a) b) Quelle Z = 75 Ω Quelle 75 Ω Ω 25 Ω 75 Ω 5 Ω Z E = 5 Ω Spektrumanalysator npaßglied Spektrumanalysator Z = 75 Ω Z E = 5 Ω * Die arbigen Klammer-Hinweise beziehen sich au das Blockschaltbild am Ende des Buches. Bild 4- Eingangsanpassung an 75 Ω mit Hile externer npaßglieder 34 35

18 Praktische Realisierung eines nalysators nalysatoren auch Eichleitungen mit einerer bstuung, etwa 5 db oder db, eingesetzt (siehe auch Kapitel 5.5, Dynamikbereich). Mit Hile eines Mischers (4) und eines Lokaloszillatorsignals (5) wird das Eingangssignal au eine Zwischenrequenz (ZF) umgesetzt. Für diese rt der Frequenzumsetzung gilt allgemein Umsetzung Eingangsilter Spiegelempangsstelle m ƒ LO ± n ƒ e = ƒ ZF (Gl. 4-) mit m, n, 2, LO Frequenz des Lokaloszillators e Frequenz des umzusetzenden Eingangssignals ZF Zwischenrequenz = ZF Betrachtet man nur die Grundwellen des Eingangs- und Lokaloszillatorsignals (m, n = ), so vereinacht sich Gl. 4- zu ZF e,u LO e,o Bild 4-2 Mehrdeutigkeit des Überlagerungsprinzips ƒ LO ± ƒ e = ƒ ZF (Gl. 4-2) bzw. augelöst nach e Umsetzung Überlappung von Eingangs- und Spiegelrequenzbereich ƒ e = ƒ LO ± ƒ ZF (Gl. 4-3) LO-Frequenzbereich Mit einem durchstimmbaren Lokaloszillator kann bei konstanter Zwischenrequenz ein weiter Eingangsrequenzbereich realisiert werden. Bei Betrachtung von Gl. 4-3 erkennt man jedoch, daß ür bestimmte Lokaloszillator- und Zwischenrequenzen stets zwei Empangsrequenzen existieren, ür die das Kriterium nach Gl. 4-2 erüllt wird (siehe Bild 4-2). Dies bedeutet, daß neben der erwünschten Empangsstelle eine sogenannte Spiegelempangsstelle existiert. Um die Eindeutigkeit dieses Konzepts zu gewährleisten, sind daher Eingangssignale bei solchen unerwünschten Spiegelempangsstellen mit Hile entsprechender Filter vor dem HF-Eingang des Mischers zu unterdrücken. ZF e,min LO,min Sp,min e,max Eingangsrequenzbereich Spiegelrequenzbereich LO,max Sp,max Bild 4-3 Eingangs- und Spiegelrequenzbereich (überlappend) Bild 4-3 verdeutlicht die Lage von Eingangs- und Spiegelrequenzbereich ür einen durchstimmbaren Empänger mit niedriger erster Zwischenrequenz. Ist der Eingangsrequenzbereich größer als 2 ZF, so überlappen sich die beiden Bereiche, d. h. um eine Spiegelrequenzunterdrückung ohne Beeinträchtigung des gewollten Eingangssignals zu erreichen, muß das Eingangsilter als abstimmbarer Bandpaß realisiert sein. Zur bdeckung eines ür moderne Spektrumanalysatoren typischen Frequenzbereichs von z.b. 9 khz bis 3 GHz ist dies wegen des weiten bstimmbereichs (mehrere Dekaden) jedoch nur mit erheblichem uwand möglich

19 Praktische Realisierung eines nalysators Wesentlich einacher hingegen ist das Prinzip der hohen ersten Zwischenrequenz (siehe Bild 4-4). Umsetzung Eingangsilter Eingangsrequenzbereich ZF = LO E ZF LO-Frequenzbereich Bild 4-4 Prinzip der hohen Zwischenrequenz Spiegelrequenzbereich ZF = Sp LO Der Spiegelrequenzbereich liegt dabei über dem Eingangsrequenzbereich. Da sich in diesem Fall beide Frequenzbereiche nicht überlappen, ist die Spiegelrequenzunterdrückung durch einen est abgestimmten Tiepaß möglich. Für die Umsetzung des Eingangssignals gilt hierbei ƒ ZF = ƒ LO ƒ e, (Gl. 4-4) bzw. ür die Spiegelempangsstelle ƒ ZF = ƒ Sp ƒ LO. (Gl. 4-5) Eingangsteil ür Frequenzen bis 3 GHz Das Konzept der hohen Zwischenrequenz wird in dem hier beschriebenen nalysator zur bdeckung des Frequenzbereichs von 9 khz bis 3 GHz realisiert. Nach der eingangsseitigen Eichleitung (2) olgt daher zunächst ein Tiepaß-Filter (3) zur Unterdrückung des Spiegelempangs. ugrund der begrenzten Isolation zwischen HF- und ZF-Tor sowie zwischen LO- und HF- Tor des ersten Mischers dient dieser Tiepaß auch zur Minimierung des ZF-Durchschlags bzw. der Lokaloszillatorstörstrahlung am HF-Eingang. Die erste Zwischenrequenz beträgt in diesem Beispiel 3476,4 MHz. Um den gesamten Eingangsrequenzbereich von 9 khz bis 3 GHz au 3476,4 MHz umsetzen zu können, muß das LO-Signal (5) im Frequenzbereich von 3476,49 MHz bis 6476,4 MHz abstimmbar sein. Daraus er- gibt sich nach Gl. 4-5 ein Spiegelrequenzbereich von 6952,89 MHz bis 9952,8 MHz. Messung an Signalen mit Gleichspannungsanteil Viele Spektrumanalysatoren, besonders Modelle, die eine sehr niedrige untere Eingangsrequenzgrenze auweisen (z. B. 2 Hz), sind gleichspannungsgekoppelt, d. h. zwischen HF-Eingang und erstem Mischer sind keine Koppelkondensatoren im Signaleld enthalten. n den Eingang eines Mischers dar aber keine Gleichspannung gelangen. Dies ührt in der Regel zur Zerstörung der Mischerdioden. Für Messungen an Signalen, die einen Gleichanteil auweisen, ist daher bei gleichspannungsgekoppelten Spektrumanalysatoren ein externer Koppelkondensator (sog. DC-Block) zu verwenden. Es ist dabei zu beachten, daß das Eingangssignal um die Einügedämpung dieses DC-Blocks gedämpt wird. Die Einügedämpung ist bei bsolutpegelmessungen zu berücksichtigen. Zum Schutz vor Zerstörung des ersten Mischers verügen manche Spektrumanalysatoren bereits über einen integrierten Koppelkondensator. Der Frequenzbereich wird dadurch nach unten eingeschränkt. Wechselspannungsgekoppelte nalysatoren haben daher eine höhere untere Eingangsrequenzgrenze, z. B. 9 khz. ls Lokaloszillator wird augrund des weiten bstimmbereichs und des niedrigen Phasenrauschens (siehe auch Kapitel 5.3, Phasenrauschen) weitab vom Träger meist ein YIG-Oszillator verwendet. Bei dieser Technologie wird die Schwingrequenz des Resonators mit einem Magneteld abgestimmt. Manche Spektrumanalysatoren verwenden auch VCOs (voltage controlled oscillator) als Lokaloszillatoren. Solche Oszillatoren verügen zwar über einen kleineren bstimmbereich als YIG-Oszillatoren, lassen sich aber mit deutlich höherer Geschwindigkeit abstimmen. Zur Erhöhung der Frequenzgenauigkeit bei der Darstellung des augenommenen Spektrums ist das LO-Signal synthetisiert, d. h. der Lokaloszillator ist über einen Phasenregelkreis (6) an ein Reerenzsignal (26) angebunden. Im Gegensatz zu analogen Spektrumanalysatoren erolgt die bstimmung der LO-Frequenz daher nicht kontinuierlich, sondern vielmehr in 38 39

20 Praktische Realisierung eines nalysators kleinen Schritten. Dabei ist die Schrittweite abhängig von der eingestellten ulösebandbreite. Schmale ulösebandbreiten erordern kleinere bstimmschritte, da andernalls Inormationen des Eingangsspektrums verloren gehen oder Pegelehler entstehen können. In Bild 4-5 ist dies mit einem Filter, das über den Eingangsrequenzbereich schrittweise abgestimmt wird, verdeutlicht. Um solche Fehler zu vermeiden, wird in der Praxis eine Schrittweite gewählt, die deutlich kleiner als die ulösebandbreite ist, z. B., RBW. Eingangssignal bstimmschritt >> ulösebandbreite e ngezeigtes Spektrum e Bild 4-5 uswirkungen einer zu großen bstimmschrittweite a) Eingangssignal geht völlig verloren b) Pegelehler bei der Darstellung des Eingangssignals Das Reerenzsignal wird üblicherweise durch einen temperaturkompensierten Quarzoszillator (TCXO) erzeugt. Zur Erhöhung der Frequenzgenauigkeit und Langzeitstabilität (siehe auch Kapitel 5.9, Frequenzgenauigkeit) ist ür die meisten Spektrumanalysatoren auch eine Oenquarzreerenz (OCXO) optional erhältlich. Zur Synchronisation mit anderen Meßgeräten wird die Reerenz (üblicherweise MHz) an einer usgangsbuchse (28) zur Verügung gestellt. Ebenso kann der Spektrumanalysator aber auch au ein extern zugeührtes Reerenzsignal synchronisiert werden (27). Steht nur eine Buchse zum Ein- bzw. uskoppeln eines Reerenzsignals zur Verügung, so ist deren Funktion meist von der Einstellung des Spektrumanalysators abhängig. Wie in Bild 3-9 zu erkennen, olgt nach der ersten Umsetzung bereits die ZF-Signalverarbeitung sowie die Detektion des ZF-Signals. Die Realisierung von schmalbandigen ZF-Filtern ist bei einer so hohen ZF jedoch kaum möglich, weshalb das ZF-Signal bei dem hier beschriebenen Konzept au eine niedrigere Zwischenrequenz, in diesem Beispiel 2,4 MHz, umgesetzt werden muß. 4 Eingangssignal bstimmschritt >> ulösebandbreite e ngezeigtes Spektrum e 2. Umsetzung Filter zur Spiegelrequenzunterdrückung 2. ZF Spiegel-. ZF empangs- stelle 2. LO Bild 4-6 Umsetzung von der hohen ersten ZF au eine niedrige zweite ZF Bei direkter Umsetzung au 2,4 MHz läge die Spiegelempangsstelle nur 2 2,4 MHz = 4,8 MHz neben dem umzusetzenden Signal bei 3476,4 MHz (siehe Bild 4-6). Die Unterdrückung dieser Spiegelempangsstelle ist aber wichtig, da augrund der begrenzten Isolation zwischen HF- und ZF-Tor von Mischern Signale vom Eingang auch direkt, d. h. ohne umgesetzt zu werden, au die erste ZF-Ebene gelangen können. Man nennt diesen Eekt ZF-Durchschlag (siehe Kapitel 5.6, Störestigkeit). Entspricht dabei die Frequenz des Eingangssignals der Spiegelrequenz der zweiten Umsetzung, so äußert sich dieser Eekt durch den sog. Spiegelempang der zweiten ZF. Ebenso können aber auch Eingangssignale unter bestimmten Bedingungen au die Spiegelrequenz der zweiten Umsetzung umgesetzt werden. Da die Umsetzdämpung von Mischern üblicherweise deutlich niedriger ist als deren Isolation zwischen HF- und ZF-Tor, ist diese rt von Spiegelempang wesentlich kritischer. ugrund der hohen Signalrequenz wäre bei einer niedrigen ZF von 2,4 MHz zur Spiegelunterdrückung ein sehr auwendiges Filter mit hoher Flankensteilheit notwendig. Es ist daher günstiger, das au die erste Zwischenrequenz umgesetzte Eingangssignal zunächst au eine mittlere ZF, in diesem Beispiel 44,4 MHz, umzusetzen. Hierzu ist ein est abgestimmtes LO-Signal () von 372 MHz notwendig, d. h. die Spiegelempangsstelle ür diese Umsetzung liegt bei 2667,6 MHz. Eine Spiegelunterdrückung mit Hile eines geeigneten Bandpaß-Filters (8) ist nun ohne weiteres möglich. Die Bandbreite dieses Bandpasses muß so groß sein, daß das Signal auch bei der größtmöglichen ulösebandbreite nicht beeinlußt wird. Zur Reduzierung des Gesamtrauschmaßes des nalysators wird das Eingangssignal vor der zweiten Umsetzung verstärkt (7). 4